Röhrenverstärker

Autor: Andre Adrian
Version: 2024-06-30

Einleitung

Nach 5 Jahren Pause schreibe ich wieder über das Thema Röhrenverstärker. Seit Mai 2024 gibt es die Seite Triode Amp wo Single Ended Röhrenverstärker und meine neuen Elektronenröhre Modelle beschrieben werden. Neue Erkenntnisse will ich gerne auch hier einfügen. Röhrenverstärker klingen gut. Röhrenverstärker sehen gut aus durch die leuchtenden Röhren. Röhrenverstärker eignen sich für den Selbstbau. Es gibt ein großes Interesse an Röhrenverstärkern. Diese Internet-Seite beschreibt verschiedene HiFi Röhrenverstärkers für "arme Leute". Die Schaltung eines Röhrenverstärkers wird erklärt, die Beschaffung der Bauteile wird besprochen und eine Anleitung für die Simulation der Röhrenschaltungen mit SPICE gibt es auch.

Inhaltsverzeichnis


Geschichte

Ab den 1920er Jahren hatte die Elektronenröhre zwei große Einsatzgebiete, einmal im Radioempfänger und zweitens als Telefonverstärker. Nachdem Radio mit Lautsprecher und nicht mehr mit Kopfhörer gehört wurde, war in jedem Radioempfänger ein Röhrenverstärker eingebaut. Ab den 1930er Jahren gab es Röhrenverstärker mit einer Leistung von einigen zehn Watt. Mit diesen Leistungsverstärkern konnte ein kleiner Saal beschallt werden. Irgendwann entdeckten Sänger und Musiker neue Einsatzmöglichkeiten von Röhrenverstärkern. Die Verbindung zwischen E-Gitarre und Röhrenverstärker ist besonders eng. Ohne Verstärker ist ein Musiker mit E-Gitarre ein Nichts. Aber mit einem Verstärker wird der Gitarrist zum Gigant. Etliche Gitarristen haben ihren Röhrenverstärker "missbraucht" um interessante musikalische Effekte zu erzielen. Der eine Gitarrist hat den Röhrenverstärker benutzt um aufheulende Töne zu spielen. Der nächste Gitarrist hat den Verstärker gnadenlos übersteuert um verzerrte Töne aus der Gitarre zu locken. Die Hersteller von Röhrenverstärkern wie Marshall, Fender oder Vox hatten ihre Verstärker nicht als Effektgeräte geplant. Eigentlich sollte das Ausgangssignal des Röhrenverstärkers eine gute Kopie des Eingangssignals sein. Dieses Ziel haben die Hersteller der bekannten Röhrenverstärker für E-Gitarre zur Freude der Musiker nicht erreicht.

Radiotron 1939 Röhrenverstärker



Der Radiotron Verstärker wurde beschrieben in dem Buch "Radiotron Designer's Handbook, Third Edition" aus dem Jahr 1941. Das Radiotron Buch war ein Standard-Werk für die Elektronik-Ingenieure der Röhrenära. Die Schaltung benutzt vier Röhren für die Niederfrequenzverstärkung. Die erste Röhre, die linke 6J7-G Pentode, bildet eine Vorverstärker-Stufe. Die zweite 6J7-G Pentode arbeitet als "phase splitter", als Phasenumkehr-Stufe. Die beiden Pentoden 6L6-G bilden die "push-pull" oder Gegentakt-Endstufe.

Nutzung von Pentoden 6J7-G und Beam Tetroden 6L6-G war 1939 modern. Aber schon 1947 gab es mit dem Williamson Verstärker einen "Rückschritt" zu Trioden. 1959 zeigte der Acrosound Model Ultra Linear II wie noch bessere Meßwerte zu erreichen sind: der Verstärker ist ein RC-gekoppelter Operationsverstärker. Die heutigen Halbleiter-Verstärker dürften ebenfalls als Operationsverstärker aufgebaut sein.

Vorverstärker

Das Eingangssignal liegt an den beiden linken Kreise. Über den "Master Volume" Potiometer gelangt das Eingangssignal direkt auf das Steuergitter der ersten 6J7-G. Zwischen Kathode der Vorverstärker Pentode und Masse liegt die Parallelschaltung von einem 2000Ω Widerstand und einem 25µF Elektrolyt-Kondensator (Elko). Diese beiden Bauteile sorgen für eine kleine Gleichspannung an der Kathode. Die Kathode ist positiver als das Steuergitter. Oder, anders betrachtet, das Steuergitter ist negativer als die Kathode. Damit die Elektronenröhre ohne Eingangsleistung angesteuert werden kann, muss die Steuergitter-Spannung negativer als die Kathoden-Spannung sein. Durch die Röhre 6J7-G fließt ein Gleichstrom, welcher im Takt der Musik schwankt. Diese Schwankung ist aber nicht stark. Nach dem Ohm'schen Gesetz U = R * I (Spannung am Widerstand ist gleich Widerstands-Wert mal dem Strom durch den Widerstand) ergibt sich die Kathodenspannung. Der 25µF Elko dämpft die Spannungsschwankung an der Kathode. Die Anode der ersten 6J7-G liegt über einen 0,25MΩ (250kΩ) Widerstand an der Versorgungsspannung von 425V. Zwischen Kathoden und Anoden Anschluss wirkt die Röhre wie ein einstellbarer Widerstand. Die Spannung zwischen Steuergitter und Kathode bestimmt ob die Kathode-Anode-Strecke hochohmig oder niederohmig ist. Die Spannung an der Anode hängt vom Widerstandsverhältnis von dem 250kΩ Widerstand und dem Kathode-Anode-Widerstand ab. Wird die Eingangsspannung negativer, so wird der Kathode-Anode-Widerstand größer und die Spannung an der Anode steigt. Wird die Eingangsspannung positiver, so wird der Kathode-Anode-Widerstand kleiner und die Spannung an der Anode sinkt.
Zwischen Anode und Masse liegt ein Kondensator von 0,0001µF (100pF). Dieser Kondensator verringert die obere Grenzfrequenz des Verstärkers. Oft wird ein solcher Kondensator eingebaut um wilde Schwingungen des Verstärkers zu vermeiden.
Das Schirmgitter der ersten Röhre ist über einen 1,5MΩ Widerstand mit der Anode der dritten Röhre verbunden. Diese Verbindung realisiert eine Gegenkopplung. Die Gegenkopplung wird später vollständig besprochen.

Phasenumkehr

Die Phasenumkehr-Stufe ist wegen der Gegentakt-Endstufe nötigt. Die beiden Endpentoden benötigen für die Ansteuerung zwei Signale welche gegenphasig sind. Wird das eine Signal positiver, so muss das andere Signal negativer werden. Die "Kathodyn" Phasenumkehr erzeugt aus einem Eingangssignal zwei gegenphasige Ausgangssignale. Viele "Distortion"-Effekte eines (Gitarre-)Röhrenverstärkers entstehen in der Phasenumkehr-Stufe. Die Phasenumkehr-Stufe hat einen Kathodenwiderstand und einen Anodenwiderstand von je 100kΩ. Wird die Kathode-Anode-Strecke niederohmiger, dann steigt der Strom durch Kathodenwiderstand und Anodenwiderstand. Gegenüber Masse steigt die Spannung an der Kathode, die Spannung an der Anode sinkt. Die beiden gegenphasigen Ausgangssignale entstehen am Kathodenwiderstand und Anodenwiderstand.
Damit die Spannung an der Kathode positiver ist als am Steuergitter, gibt es den 5000Ω Widerstand an der Kathode. Der 0.02µF (20nF) Kondensator und der 1MΩ Widerstand am Steuergitter der zweiten Röhre bilden die RC-Kopplung zwischen erster und zweiter Pentode. Ohne Eingangssignal hat die Anode der ersten Röhre eine Spannung von einigen Hundert Volt. Das Steuergitter der zweiten Röhre hat eine deutlich kleinere Spannung. Der 0.02µF Kondensator hat zwischen seinen Platten eine Gleichspannung. Solange der Spannungsunterschied zwischen den Kondensatorplatten gleich bleibt, fließt kein Strom durch den Kondensator. Schwankt die Spannung an der einen Kondensatorplatte, dann schwankt auch die Spannung an der anderen Kondensatorplatte. Der 1MΩ Widerstand ist der Gitterableitwiderstand. In der Röhren fliegen Elektronen von der Kathode durch das Steuergitter zur Anode. Einige dieser Elektronen verirren sich auf das Steuergitter. Elektronen auf dem Steuergitter reduzieren den Elektronenstrom zwischen Kathode und Anode. Über den Ableitwiderstand gelangen diese Elektronen zur Masse und "verstopfen" nicht das Steuergitter.

Gegentakt-Endstufe

Die beiden Endstufen Pentoden arbeiten weitgehend unabhängig voneinander. Die Kopplung zwischen Phasenumkehr und Endstufe erfolgt mit einem RC-Glied. Der Koppelkondensator hat 0.1µF (100nF), der Ableitwiderstand hat 250kΩ. Am Steuergitter liegt ein Widerstand von 0,01MΩ (10kΩ). Dieser Widerstand ist die Schwingbremse. In der Röhre liegt zwischen Steuergitter und Kathode eine Kapazität. Zusammen mit einer Induktivität außerhalb der Röhre ergibt sich ein Schwingkreis. An der Anode der Röhre liegt mit dem Ausgangsübertrager eine Induktivität. Der Miller-Effekt beschreibt wie aus Schwingkreis am Eingang und Induktivität am Ausgang ein Oszillator entsteht. Der Schwingbremse-Widerstand liegt in Reihe zu C und L des Schwingkreises und senkt die Schwingkreisgüte. Ein solcher gedämpfter Schwingkreis reagiert wenig auf den Miller-Effekt. Übrigens: Wenn die Endstufe wild schwingt entstehen meistens Frequenzen die weit oberhalb der hörbaren Töne liegen. Der Verstärker "verstopft". Der Klang ist oft dumpf.
Die Kathoden der beiden Endpentoden sind verbunden. Zwischen Kathoden und Masse liegt ein RC-Glied wie bei der Vorstufe. Das RC-Glied aus 200Ω Widerstand und 25µF Elko erfüllt die gleiche Aufgabe wie beim Vorverstärker. Die Kathode ist positiver als das Steuergitter.
Die Anoden der beiden Endpentoden liegen über die Primärwicklungen des Ausgangsübertragers an der Versorgungsspannung. Die Primärwicklung hat einen Widerstand von 100 bis 500 Ohm. Wichtiger für die Funktion der Verstärkers ist aber die Induktivität der Primärwicklung. Für eine Frequenz von 1000Hz bedeutet die Induktivität der Primärwicklung eine Impedanz von einigen Tausend Ohm. Die Stromschwankungen in den Primärwicklungen werden auf die Sekundärwicklung übertragen. Die Stromschwankungen im Lautsprecher bewegen die Lautsprecher-Membran und unser Ohr interpretiert die durch die Membran ausgelösten Luftdruckschwankungen als Töne.
Die Schirmgitter der Endpentoden werden über einen Spannungsteiler aus den Widerständen 1400Ω und 5000Ω mit Spannung versorgt. Diese beiden Widerstände werden recht heiß. Bei einer Versorgungsspannung von 425V fließt durch die beiden Widerstände ein Strom von 66mA. Die Leistung wird berechnet aus P = U * I (Leistung ist gleich Spannung mal Strom). Beide Widerstände verwandeln 28W elektrische Leistung in Wärme. Ein Elko mit 8µF Kapazität glättet die Schirmgitter-Spannung.

Gegenkopplung

Ein HiFi Verstärker soll das Eingangssignal verstärken und nicht verzerren. Ein Gitarren-Röhrenverstärker ist kein HiFi Verstärker, hier wird vom Musiker oft eine "interessante" Verzerrung gewünscht. Heute benutzen Musiker Effektgeräte wie das Tube-Zipper von Electro Harmonix für die "Distortion". Ein Open-Air Konzert arbeitet mit etlichen tausend Watt Leistung aus Transistor-Verstärkern. Diese Verstärker können ein vom Effektgerät verzerrtes Signal wiedergeben, aber ehrlich gesagt niemand möchte hören wenn ein Transistor-Verstärker aufgrund von Übersteuerung eine Clipping-Distortion erzeugt, das hört sich einfach nur schrecklich an.
Die Gegenkopplung soll aus einem Verstärker der verzerrt einen Verstärker machen der nicht verzerrt. Hierzu wird ein Teil des Ausgangssignals wieder am Eingang eingespeist. Zurückgekoppeltes Ausgangssignal und Eingangssignal arbeiten gegeneinander, deshalb Gegenkopplung. Durch Gegenkopplung sinkt die Verstärkungsfaktor des Verstärkers. Die von der Gegenkopplung "aufgefressene" Verstärkung wird benutzt um die Verzerrungen zu verkleinern. Im Radiotron Verstärker erfolgt die Gegenkopplung zwischen Anode einer Endpentode und Schirmgitter der Vorstufen-Pentode. Zwei Widerstände mit den Werten 1,5MΩ und 0,03MΩ (30kΩ) bilden einen Spannungsteiler. Die Spannungsschwankung an der Anode der Endpentode kommt reduziert am Schirmgitter der Vorstufen-Pentode an. Das Schirmgitter beeinflusst wie das Steuergitter den Elektronenstrom zwischen Kathode und Anode. Der Elektronenstrom reagiert auf Änderungen der Schirmgitter-Spannung viel weniger empfindlich als auf die Änderungen der Steuergitter-Spannung. Die Gegenkopplung des Radiotron Verstärkers ist schwach. Die Verstärkung wird wenig reduziert, die Verzerrungen werden ebenfalls wenig reduziert.

Röhrenverstärker Nr. 1

Der Verstärker Nr.1 ist ähnlich aufgebaut wie der Radiotron 1939 Röhrenverstärker. Es gibt aber auch einige Unterschiede. So hat der Verstärker keine Gegenkopplung über mehrere Stufen. Die Vorstufe und die Phasenumkehr wird mit der Doppeltriode ECC81 oder 12AT7 durchgeführt, nicht mit zwei Pentoden. Die ECC81 ist "linearer" als die gerne bei Gitarrenverstärker benutzte ECC83 oder 12AX7. Die Endstufe besteht aus zwei EL84, E84L oder 6BQ5 Pentoden. Wie bei der EL84 üblich liegen die Schirmgitter direkt an der Versorgungsspannung.
Der größte Sparposten am Verstärker ist der Ausgangsübertrager. Empfehlenswert ist der Tube-Town tt-ma18-ot oder Hammond 125E, es geht aber auch ein Netztrafo. Ein Trafo mit zwei Primärwicklungen für 115V und Sekundärwicklung für 6V hat das passende Übersetzungsverhältnis für eine EL84 Endstufe. Ein Netztrafo arbeitet bei 50Hz. Als Ausgangsübertrager eingesetzt hat ein Netztrafo deshalb keine Probleme mit tiefen Tönen. Bei einer Gegentaktendstufe ist auch kein Luftspalt nötig. Natürlich ist das Wicklungsschema bei einem Netztrafo nicht so ausgefeilt wie bei einem Ausgangsübertrager.


Vorstufe

Über den Potiometer R1 gelangt das Eingangssignal an das Steuergitter von U1A, einer ECC81. R1 sollte einen Wert von ungefähr 100kΩ und einen logarithmischen Widerstandsverlauf haben. Die Kathodenspannung an U1A von ungefähr 1,7V entsteht durch den Widerstand R4. Der Widerstand R2 und der Elko C1 sieben die Versorgungsspannung für die Vorstufe.

Das Schaltbild soll auch die sternförmige Verdrahtung zeigen. Jede Verstärkerstufe hat einen eigenen Versorgungsspannungs-Punkt und einen eigenen Massepunkt. Im zweiten Schritt werden diese Punkte zum Verstärker Versorgungsspannungs-Punkt und Massepunkt geführt. Nur an diesem Massepunkt gibt es eine Verbindung zu Chassis oder zur Abschirmung. Der Masseanschluß der Eingangsbuchse wird vom Chassis isoliert zum Vorstufe-Massepunkt geführt um eine Brummschleife zu vermeiden. Der Verstärker hat eine Spannungsverstärkung von Eingang bis Anoden U2, U3 von 69dB. Da ist sorgfältiger Aufbau nötig.

Phasenumkehr

Der "phase splitter" rund um U1B hat den Arbeitswiderstand R7 an der Anode und R9 an der Kathode. An der Kathode von U1B lassen sich ungefähr 60V messen. An C6 und C7 entstehen gegenphasige Signale für die Ansteuerung der Endstufe. R6 und C3 glätten die Versorgungsspannung für diese Stufe. Früher wurde dieser Aufwand nur für die Vorstufe getrieben. Ich finde Entkopplung aller Stufen gegeneinander sinnvoll.

Endstufe

Die Endpentode U2 hat zwischen Anode und Kathode den Kondensator C8. Diese "Schwingbremse" soll wilde Schwingungen verhindern. Gleiches gilt für U3 und C9. Der Widerstand R11 sorgt für eine Kathodenspannung von ungefähr 11V. Dieser Widerstand sollte mindestens ein 2 Watt Type sein. R11 wird warm bis heiß. Wichtig für wenig Harmonische ist C11 parallel zu R11. Weil Elkos temperaturempfindlich sind, sollte C11 etwas Abstand zu R11 haben. Gleiches gilt für R13 und C12. Der Ausgangsübertrager hat die zwei Primärwicklungen L1, L2 und eine Sekundärwicklung L3. Wird ein zweimal 115V, zweimal 6V Netztrafo als Ausgangsübertrager benutzt, dann werden die zwei 6V Wicklungen parallel geschaltet. Die Impedanz des Lautsprechers RL sollte 8Ω sein. Laut EL84 Datenblatt beträgt die maximale Ausgangsleistung der Endstufe 17W im Klasse AB Betrieb bei 300V Versorgungsspannung.

Das "Bauteil" V_Ig1 ist ein Strommesser in der Simulation.

Simulationswerte

Der simulierte Frequenzgang von 20Hz bis 50kHz:



Die -1dB untere Grenzfrequenz ist sehr bescheidene 263Hz. Ursache ist der hohe Ri einer Pentode und die kleine Induktivität des Ausgangsübertragers. Die Schaltung wurde unter LTSpice simuliert. Der simulierte Ausgangsübertrager hat nur 10 Henry als Induktivität der Primärseite. Deshalb ist die Basswiedergabe bescheiden. Weil der Verstärker absichtlich keine Gegenkopplung von der Sekundärseite des Übertragers hat, ist die Induktivität des Übertragers wichtig für den Frequenzgang. Eine größere Induktivität überträgt die tiefen Frequenzen besser. Der Übertrager Hammond 1608 hat eine Induktivität der Primärwicklung von 174 Henry bei 60Hz. Leider hat hohe Induktivität bei Pentode Endstufe auch Nachteile. Weil die Pentode einen schlechten Dämpfungsfaktor hat, schwingt der Lautsprecher nach einer Anregung auf der Resonanzfrequenz lange nach. Deshalb ist wahrscheinlich ein Hammond 125E mit weniger Induktivität besser für "Arme Leute". Die - für teure Röhrenverstärker - schlechte obere Grenzfrequenz wird durch interne Kapazität des Übertragers simuliert. Ich freue mich immer, wenn der Aufbau etwas besser funktioniert als die Simulation. Es gibt zuviele unrealistische Simulationen.

Das nächste Diagramm zeigt den "Frequenzschrieb" (Spektrum) bei 4,5W Ausgangsleistung. Eingangssignal ist 100mV Spitze. Die zweite Harmonische ist schwächer als die dritte. Die Simulation entspricht gut der Push-Pull Theorie welche sagt: geradzahlige Harmonische heben sich gegenseitig auf.



Nun das Spektrum bei 15,6W Ausgangsleistung. Eingangssignal ist 370mV Spitze. Die geradzahligen Harmonischen fallen ab, die ungeradzahligen auch. Leider starten die ungeradzahligen Harmonischen mit einem viel stärkeren Pegel. Die fünfte Harmonische ist deutlich zu sehen, die siebte auch, welche besonders für unangenehmen Klang verantwortlich ist. Das sind bescheidene Werte, die empfindliche Ohren auch hören dürften. Bei der "Total Harmonic Distortion" THD Messung mag dieser Verstärker mit 4% THD laut Datenblatt gut abschneiden gegen andere Röhren-Verstärker. Leider liefert THD nur einen Wert ohne Höreindruck-Gewichtung.


Stückliste

Die Stückliste ist gültig für einen Mono-Verstärker. Für einen Stereo-Verstärker müssen alle Bauteile, mit Ausnahme von R1, doppelt beschafft werden. Die Röhren und Röhrenfassungen erhält man auch bei Frag Jan zuerst oder BTB Elektronik.

Bauteil
 Beschreibung
 Lieferant
 Artikel
U1
 ECC81 oder 12AT7
 BTB Elektronik
 12AT7EH
U2, U3
 EL84 oder 6BQ5 matched pair
 BTB Elektronik
 EL84JJ
U1, U2, U3 Fassung Noval-Fassung Print
 Reichelt
 TUBE S 9 DC 01
C1, C4
 Elko 4,7uF, 400V
 Reichelt
C2, C5, C8, C9
 Kondensator 22pF, 500V
 Reichelt
C3, C6, C7
 Kondensator 22nF, 400V
 Reichelt
C10
 Elko 100uF, 10V Reichelt
C11, C12
 Elko 47uF, 25V
 Reichelt
R1
 Potiometer 100kΩ, mono oder stereo, logarithmisch
 Reichelt PO6S-LOG 100K
R2
 Metallschicht 10kΩ Reichelt
R3
 Metallschicht 100kΩ Reichelt
R4, R8
 Metallschicht 1kΩ Reichelt
R5
 Metallschicht 1MΩ Reichelt
R6
 Metallschicht 4,7kΩ Reichelt
R10, R12
 Metallschicht 470kΩ
 Reichelt
R7, R9
 Metallschicht 22kΩ Reichelt
R11, R13
 Metallschicht 270Ω, 2W
 Reichelt
L1 bis L3
 Tube-Town tt-ma18-ot oder Hammond 125E oder Flach-Netztrafo
2*115V auf 2*6V; 18VA von Reichelt
 Don Audio
Tube-Town
Reichelt
 Hammond 125E
tt-ma18-ot
UI 39/13,5 206

"matched pair": Die zwei Röhren eines "matched pair" haben ähnliche Werte, z.B. bezüglich Anodenstrom zu Gitterspannung.

Netzteil

Laut EL84 Datenblatt benötigt eine Klasse AB Endstufe bei Anodenspannung 300 Volt 46mA Anodenstrom und 11mA Schirmgitterstrom pro EL84 bei 17 Watt Ausgangsleistung. Der Gesamtstrom ist somit 114mA, die Eingangsleistung ist 34,2 Watt. Der Wirkungsgrad ist 49,7% ohne Heizleistung. Ohne Eingangssignal "zieht" jede EL84 36mA Anodenstrom und 4mA Schirmgitterstrom und damit 24 Watt. Das die Leistungsaufnahme des Verstärkers nur zwischen 24 Watt und 34,2 Watt schwankt erlaubt ein Netzteil ohne Stabilisierung.

Die Heizleistung einer EL84 ist 6,3V*0,76A=4,8 Watt. Eine ECC83 benötigt 6,3V*0,3A=1,9W. Die gesamte Heizleistung ist 11,5 Watt. Anodenleistung und Heizleistung zusammen benötigen einen 50VA Netztransformator. Bei Tube-Town gibt es relativ günstig den tt-pwE50 mit den Kenndaten Sekundärwicklung 1=250V@120mA, Sekundärwicklung 2=6,3V@3A. Die Heizung für zwei EL84 und ein bis zwei ECC83 ist kein Problem für diesen Trafo.

Das Buch "Tabellenbuch der Elektronik und Nachrichtentechnik" von W. Benz, P. Heinks und L. Starke begleitet mich seit 1980. Auf zwei Seiten wird die Berechnung von Netzteilen mit Glättung beschrieben. Für uns ist die Graetz-Schaltung oder Brückenschaltung wichtig. Im Transformator Datenblatt wird effektive Wechselspannung Ueff und effektiver Wechselstrom Ieff angegeben. Mit Ladekondensator, d.h. bei kapazitiver Belastung gelten die Näherungsformeln: U=Ueff/0,79 und U*I<Ueff*Ieff. Wir rechnen: Ueff=250V ergibt U=316V. Leistung P=Ueff*Ieff, mit Ueff=250V, Ieff=120mA ist P=30W. I ist dann maximal P/U. Mit U=316V ist I<94mA. Das ist zu wenig für Vollausteuerung mit 114mA, genügt aber für "Leerlauf" ohne Eingangssignal mit 80mA. Anstelle einen größeren Netztrafo zu suchen, definieren wir den Verstärker neu. Aus 17W Dauerleistung werden 17W Spitzenleistung oder Musikleistung. Wir hoffen, das die Elkos im Netzteil "lange genug" die zusätzlichen Milliampere liefern können wenn für einen Bassschlag kurzzeitig 17W Leistung verlangt werden.



Das Schaltbild zeigt nur den interessanten Teil des Netzteils. V1 simuliert die Sekundärwicklung 1. Der Innenwiderstand von 98 Ohm simuliert eine Leerlaufspannung die 5% höher ist als die Spannung unter Volllast. Die vier Dioden D1 bis D4 haben jeweils einen 10nF Kondensator parallel. Die Diode leitet nur während einer kurzen Zeit pro Periode der Netzfrequenz, d.h. der Stromflußwinkel ist klein. Innerhalb sehr kurzer Zeit schaltet die Diode von "viel" Strom durchlassen auf "keinen" Strom durchlassen. Der Kondensator macht diesen Wechsel "sanfter" und entstört damit das Netzteil.

Die RC-Glieder im Netzteil sollen die Frequenz 100Hz und Harmonische wegfiltern. Willkürlich wird als Grenzfrequenz 50Hz festgelegt. Nach fg=1/(6.28*R*C) wird nach Umstellung und Einsetzen R=1/(6.28*50Hz*100uF)=31.8 Ohm. Gewählt wird 33 Ohm für R1 bis R4. Der Widerstand muß P=I^2*R=0.3W Leistung in Wärme umsetzen. Ein 1W oder 2W Type ist passend.

Die gesamte Kapazität des Netzteil ist 500uF. Erstens kann der Verstärker kurzzeitig mehr Leistung liefern als der Netztrafo allein kann. Zweitens hat das Netzteil keine Drossel. Drittens ergibt sich mit den Widerständen R1 bis R5 eine gute Glättung. Das Buch "Radiotron Designer's Handbook Third Edition" von 1941 beschreibt auf Seite 198 den "Resistance capacitance filter" von H. H. Scott. Mehrere RC-Glieder und ein zusätzlicher Widerstand zwischen Anfang und Ende dieser Filterkette ergeben sehr gute Glättung. Der Wert von R5 wurde durch mehrere LTSpice Simulationen ermittelt. Die LTSpice Simulation meldet 37mV Brumm Spitze-Spitze bei 94mA Last und 313V Ausgangsspannung. Bei 80mA Last steigt die Ausgangsspannung auf 319V und der Brumm sinkt auf 32mV Spitze-Spitze.

Die 230V Wechselspannung sollte über einen Entstörfilter geführt werden. Der Entstörfilter und auch der Ein/Ausschalter sind im Schaltplan nicht eingezeichnet. I_L als Stromsenke ist Teil der Simulation.

Bauteil
 Beschreibung
 Lieferant
 Artikel
X1
 Sicherung 160mA träge, 5x20mm
 Reichelt TR 0,16A
X1
 Sicherungshalter Reichelt
 STV PTF/15
V1
 Netztrafo 50VA 250V@120mA, 6,3V@3A Tube-Town
 tt-pwE50
D1 bis D4
 Diode 1N4007
 Reichelt 1N 4007
C1 bis C4
 Kondensator 10nF, 400V Reichelt KERKO-500 10N
C5 bis C9
 Elko 100uF, 400V
 Reichelt RAD KXJ 100/400
R1 bis R4
 Metallschicht 33Ω 2W Reichelt 2W METALL 33
R5
 Metallschicht 1kΩ 0.6W
 Reichelt METALL 1,00K

Im Jahr 2014 habe ich zwei Netztrafos empfohlen. Einmal den Trenntrafo Reichelt TIM 60 der mit seinen 60VA auf der Sekundärseite theoretisch 230V@260mA liefert. Dann einen 6V Trafo für die Heizung. Für einen Stereo "Verstärker" ist ein 25VA Trafo sinnvoll wie der Reichelt EI 60/25,5 106.

Heizfaden Brumm

Zwischen Heizfaden und Kathode gibt es eine kleine Kapazität von 2,5pF bei der ECC81. Zwischen Heizfaden und Gitter sind es 0,17pF. Zwischen Heizfaden und Kathode darf die Spannung maximal 90V betragen bei der ECC81. Ähnliche Werte haben alle indirekt geheizte Röhren. Trotz dieser kleinen Kapazitäten ist eine Verbindung zwischen Heizstromkreis und Anodenstromkreis nötig um Heizfaden-Brumm zu vermeiden. Im umfangreichen Datenblatt der ECC82 steht: "Wenn die Mittelanzapfung des Heiztransformators geerdet ist, Rg<=0,3 MOhm und Rk genügend entkoppelt, so wird der Störpegel von Brumm und Rauschen besser als 60 dB unter 100mV sein." Das düfte auch für andere Röhren gelten  Heiztrafo mit Mittelanzapfung ist heute selten. Meine Alternative sind zwei 1 kOhm Widerstände. Ein Anschluß der Widerstände geht an den Vorstufen-Massepunkt, die anderen Anschlüsse an die Heizfaden-Anschlüsse der Vorstufen-Röhre.

Bei direkt geheizten Endröhren wie der 2A3 wird bei Heizung mit Wechselspannung ein Entbrummer benutzt. Das ist ein Drahtwiderstand-Potiometer mit 100 Ohm. Der mittlere Anschluß ist auf Masse, die beiden anderen Anschlüsse an den beiden Heizfaden-Anschlüssen. Solch eine niederohmige Verbindung ist bei indirekt geheizten Röhren und Heizung mit Wechselspannung nicht nötig.

Röhrenverstärker Nr. 1 Gegenkopplung

Eine untere -1dB Grenzfrequenz von 263Hz ist bescheiden. Mit Gegenkopplung wird dieser "Fehler" repariert aber eventuell neue "Fehler" eingebaut. Üblich bei Triode als Vorstufe ist Gegenkopplung auf die Kathode der Vorstufe:



Die Gegenkopplungs-Widerstände sind R15 und R14. Die gewählten Werte reduzieren die Spannungsverstärkung bei 1kHz um 10dB. Wegen der kleinen Induktivität des Ausgangsübertragers gibt es schon einen kleinen Buckel bei 200Hz und bei 50kHz.


Die -1dB untere Grenzfrequenz ist 66Hz. Mit stärkerer Rückkopplung werden die Buckel ausgeprägter, die untere Grenzfrequenz sinkt und die obere Grenzfrequenz steigt. Buckel bedeutet aber auch Gefahr das durch induktive Last (Lautsprecher) aus der Gegenkopplung eine Mitkopplung wird. Deshalb bei Gegenkopplung "über alles" immer ein passendes Boucherot-Glied vorsehen. Hier nun Frequenzgang mit R14=1k und R15=22k:

 

Der Buckel ist nun bei ungefähr 60Hz deutlich zu sehen. Für die Frequenzgang-Meßwerte ist eine solche Einstellung "prima". Leider ist so ein Verstärker empfindlich. "Meide die Extreme" ist auch bei Röhrenverstärker ein guter Rat. Und "baue zuerst ohne Gegenkopplung einen Verstärker der gut klingt und füge erst dann Gegenkopplung hinzu" ebenfalls.

Bei Eingangsspannung 215mV ist Ausgangsleistung 2.7W bei Eingangsleistung 25,9W. Im Spektrum gibt es noch keine siebte Harmonische. Es ist ein typisches Pentoden-Spektrum mit ungeraden Harmonische viel stärker als gerade Harmonische:

Bei voller Leistung kurz vor Gitterstrom der Endröhren ist Eingangsspannung 740mV, Ausgangsleistung 15,9W und Eingangsleistung 36,1W. Das Spektrum ist wie ohne Gegenkopplung. Auch mit Gegenkopplung ist Pentode Schaltung laut und klingt schlecht. Nur die Grenzfrequenzen sind besser.

Röhrenverstärker Nr. 1 Ultra-Linear Übertrager

Laut STC Application Report zur 6BQ5 (EL84) Pentode von 1957 sinkt durch die Ultra-Linear Schaltung der Klirrfaktor von 2,3% auf 0,7%. Die Ultra-Linear Schaltung wurde 1938 von dem Engländer Alan D. Blumlein als US-Patent Patent 2218902 "Thermionic Valve Amplifying Circuits" angemeldet. Für die Ultra-Linear Modifikation ist ein Ausgangsübertrager mit Anzapfung bei 40% oder 50% der Windungszahl nötig. Den Hammond 1608 gibt es bei Don Audio oder Tube-Town. Günstiger als Hammond 1608 ist Tube-Town tt-ma18-ot für 18 Watt Ausgangsleistung aus zwei E84L. Im Bild unten sind die Anschlüsse des Hammond Übertragers dargestellt. Bei der Ultra-Linear Schaltung wird die Anode von U2 mit dem "Blu" Draht verbunden, das U2 Schirmgitter mit "Blu/Yel". Die Anode von U3 wird mit "Brn" verbunden, das U3 Schirmgitter mit "Brn/Yel". Die 300V Versorgungsspannung wird an den "Red" Draht angeschlossen. Durch die Ultra-Linear Schaltung entsteht eine Gegenkopplung. Das Schirmgitter kontrolliert wie das Steuergitter den Elektronenstrom zwischen Kathode und Anode. Der Schirmgitter-Eingang ist weniger empfindlich als der Steuergitter-Eingang.




Bild links: Fig. 1 aus Blumlein Patent US-2218902. Bild rechts: Anschlussbelegung Hammond 1608 Übertrager.

Für die Ultra-Linear Änderung sind keine weiteren Bauteile nötig. Nur der Ausgangsübertrager hat mehr Anschlußdrähte und ist teuer.



Der simulierte Frequenzgang von 20Hz bis 50kHz:



Die untere -1dB Grenzfrequenz ist bei 53Hz, das liegt aber auch an der viel höheren Induktivität des simulierten Ultra-Linear Übertragers. Eine lineare Triode in "Kathodyn" Phasenumkehr-Schaltung und ein Ultra-Linear Ausgangsübertrager ist das Beste was einem "matched pair" von EL84 Pentoden passieren kann. Ob die EL84 schon 50 Jahre als NOS irgendwo gelagert wurde, oder frisch produziert wurde ist wenig wichtig - solange die EL84 dem Datenblatt entsprechen. Die Ultra-Linear Schaltung kann nicht die gleiche Leistung wie die Pentode-Schaltung liefern. Die Abschätzung ist Ultra-Linear ist geometrisches Mittel zwischen Pentode und Triode Leistung, d.h. ungefähr 9,2 Watt. Eingangsspannung 290mV, Ausgangsleistung 10,0W, Eingangsleistung 26,7W simuliertes Spektrum:



Eingangsspannung 190mV, Ausgangsleistung 4,5W, Eingangsleistung 25,9W simuliertes Spektrum ohne siebte Harmonische:



Zum Vergleich das 4,6W Triode-Schaltung Spektrum:



Bei der E84L ist Ultra-Linear die beste Schaltung für größte Leistung ohne siebte Harmonische. Diese Erkenntnis kann auf alle Pentoden und Beam-Tetroden verallgemeinert werden. Liegt die Schirmgitter-Anzapfung näher in Richtung Anode, gibt es mehr Triode-Verhalten.

Röhrenverstärker Nr. 1 Triode Schaltung

Der Verstärker bedient gerne die Trioden-Schaltung Nostalgie. Zwei EL84 in Triodenschaltung liefern nur maximal 5,2 Watt Ausgangsleistung bei 300V laut Datenblatt. Dafür gibt es niedrige untere Grenzfrequenz und guter Dämpfungsfaktor ohne Gegenkopplung.


Die Triode-Schaltung hat 10dB weniger Spannungs-Verstärkung als die Pentode-Schaltung. Dafür ist die untere Grenzfrequenz besser mit -1dB bei 67Hz. Theoretisch gesehen hat die EL84 im Trioden-Betrieb eine interne Gegenkopplung. Der simulierte Frequenzgang von 20Hz bis 50kHz:

 

Nun das simulierte Spektrum mit Vollaussteuerung kurz vor Gitterstrom. Die Eingangsleistung bei 300V ist 15,0 Watt bei Ausgangsleistung von 4,5 Watt in Triode-Schaltung. Eingangsspannung ist 330mV Spitze:



Die Harmonische sind fast monoton fallend. Der Verstärker dürfte bei dieser Ausgangsleistung "befriedigend" klingen. Nun das Spektrum bei 2,2 Watt Ausgang, 14,7 Watt Eingang bei 300V und Eingangsspannung 230mV Spitze:



Ein sehr gutes Spektrum! Streng monoton fallende Harmonische. Die Triode ist auf eine "einfachere" Art nicht-linear als die Pentode. Es gibt einen Zusammenhang zwischen Harmonischen und Intermodulation. Mehr Harmonische bedeuten auch mehr Intermodulation. Wenn der Verstärker schon bei den Harmonischen schlecht arbeitet, dann ist ein Intermodulationstest (noch) nicht nötig. Der Verstärker fliegt schon in der ersten Kurve aus dem Rennen.

Bemerkung zu THD und Triode-Modell: Wird nur die van der Bijl Formel benutzt, dann gibt es weniger Harmonische. Werden meine Morphing-Formeln zusätzlich genutzt, gibt es mehr Harmonische. Mit Morphing-Formeln ist die Ia=f(Va,Vg) Funktion weniger linear. Werden weitere Details in das Röhrenmodell dazu genommen, gibt es noch mehr Harmonische. Zwei Elektronenröhren können nur fair mit Spice verglichen werden, wenn für beide das Modell gleiche Komplexität hat.

Long tail Phasenumkehr

Die Phasenumkehr-Stufe in einem Röhrenverstärker ist zum Großteil für den individuellen "Verstärkerklang" verantwortlich. Neben der "phase splitter" Schaltung ist die "phase inverter" Schaltung bekannt. Der Differenzverstärker mit dem gemeinsamen Kathodenwiderstand, dem long tail, wurde 1937 von Alan D. Blumlein patentiert im US Patent 2185367. Die "phase inverter" Schaltung ist eine spezielle Nutzung der "long tail" Schaltung. Im "Radiotron Designer's Handbook, Fourth Edition" aus dem Jahr 1954 wird die "Schmitt phase inverter" Schaltung beschrieben. Für einen HiFi Röhrenverstärker ist die "long tail" Schaltung üblich. Bei etlichen Gitarren-Verstärkern wurde sie auch eingesetzt.

Bild links: Long tail Verstärker aus Alan D. Blumlein Patent von 1937. Die Röhren 3, 4 bilden den Differenzverstärker mit Widerstand 5 als long tail.
Bild rechts: Phase inverter aus Radiotron Handbook, Ausgabe 1954

Der 15000Ω Widerstand in der Radiotron Schaltung bildet den "long tail". Im Idealfall wirkt dieser Widerstand wie eine Stromquelle und bestimmt den Kathoden-Strom. Das linke Steuergitter der Doppel-Triode wird angesteuert, das rechte Steuergitter wird nicht angesteuert. Wenn nun der Anodenstrom in der linken Triode steigt, dann muss der Anodenstrom in der rechten Triode um den gleichen Betrag sinken, weil die Summe der beiden Anodenströme, der Kathodenstrom, ja konstant ist. Über den gemeinsamen "long tail" Widerstand ergibt sich die Erzeugung von zwei gegenphasigen Signalen. Der 1500Ω Widerstand sorgt für einen Spannungsunterschied zwischen Steuergitter und Kathode. Wie oben schon beschrieben muss die Kathode immer positiver als das Steuergitter sein, damit die Elektronenröhre ohne Eingangsleistung angesteuert werden kann. Der Spannungsabfall an dem  1500Ω Widerstand liegt zwischen 1V und 2V.

Röhrenverstärker Nr. 2

Der Verstärker Nr.2 benutzt die seit den 1950er Jahren übliche "long tail" Phasenumkehr-Schaltung. Die Schaltung enthält einige zusätzliche Bauteile. R10 und R13 reduzieren die Schwingneigung der Schaltung. Diese Widerstände sollen direkt an die Röhrenfassung gelötet werden.



Simulationswerte

Die -1dB untere Grenzfrequwnz ist 263 Hz, wie bei Nr. 1 Verstärker. Eingangsspannung 155mV, Ausgangsleistung 2,2W, Eingangsleistung 25,8W simuliertes Spektrum ohne siebte Harmonische:



Volle Leistung bei Eingangsspannung 960mV, Ausgangsleistung 16,6W, Eingangsleistung 37,7W. Allgemein kann die E84L Gegentakt-Schaltung 2W Ausgangsleistung ohne siebte Harmonische liefern. Ursache ist das Röhrenmodell bzw. die Röhre.

Röhrenverstärker Nr. 2 Gegenkopplung

Der Verstärker Nr.2 Gegenkopplung kombiniert die "long tail" Phasenumkehr-Schaltung oder Differenzverstärker mit "Gegenkopplung über alles". Über den Spannungsteiler R14, R15 wird das Ausgangssignal an den zweiten Eingang des Differenzverstärkers U1a, U1b geführt. Der Röhrenverstärker wird zum Röhren-Operationsverstärker. Röhren-Operationsverstärker ist heute noch "Stand der Technik". Im besten Fall lassen sich damit Verstärker bauen die "neutral" klingen, d.h. dem Eingangssignal nichts wegnehmen, aber auch nichts hinzufügen.

Achtung: Es gibt zwei Möglichkeiten die Sekundarwicklung L3 an R14 anzuschließen. Nur eine davon ergibt Gegenkopplung. Die andere Möglichkeit ergibt Mitkopplung und klingt schrecklich.



Hier wird simulierter Frequenzgang von 20Hz bis 50kHz gezeigt:



Die -1dB untere Grenzfrequenz ist 71Hz. Mit Gegenkopplung hat die Pentode-Schaltung immer noch eine schlechtere untere Grenzfrequenz als die Ultra-Linear Schaltung und eine schlechtere Spannungsverstärkung als die Trioden-Schaltung. Eingangsspannung 375mV, Ausgangsleistung 2,5W, Eingangsleistung 25,9W simuliertes Spektrum ohne siebte Harmonische:



Volle Leistung ist Eingangsspannung 1400mV, Ausgangsleistung 15,9W, Eingangsleistung 36,1W. Die Operationsverstärker-Schaltung mit Ggenkopplung hat weniger "Buckel" als die Nr. 1 Gegenkopplung Schaltung und sollte deshalb benutzt werden wenn unbedingt maximale Leistung aus Pentode-Schaltung bei trotzdem guter Klang gewünscht wird.

Zusammenfassung

Von den sechs Schaltungen sind Nr.1 und Nr.2 wenig interessant wegen der hohen unteren Grenzfrequenz. Von den beiden Gegenkopplungs-Schaltungen ist Nr. 2 Gegenkopplung besser. Die interessanten drei Schaltungen haben folgende Bewertung:

Name
 fgu
 Pout
 V
 Beschreibung
Nr. 1 Triode 67Hz
 2,2W
 27dB
 Kleinste maximale Ausgangsleistung. Zum Musik hören in stiller Umgebung geeignet.
Nr. 1 Ultra-Linear
 53Hz
 4,5W
 32dB
 Mittlere maximale Ausgangsleistung. Die beste Lösung. Die Ultra-Linear Idee funktioniert - mit meinem leistungsfähigen Röhrenmodell - auch in der Simulation.
Nr. 2 Gegenkopplung
 71Hz
 2,5W
 24dB
 Höchste maximale Ausgangsleistung. Niedriger Verstärkungsfaktor.

Die Spalte fgu ist -1dB untere Grenzfrequenz. Spalte Pout ist maximale Leistung ohne siebte Harmonische. Spalte V ist Spannungsverstärkung.

Bemerkung: Die heutigen Halbleiter-Verstärker beweisen das starke Gegenkopplung funktioniert und man aus sehr vielen, sehr unlinearen Bauteilen beliebig gute Verstärker bauen kann. Dieser Ansatz ist für mich wenig elegant.

Die hier vorgestellten Schaltungen sind Klasse A Gegentakt-Schaltungen. Theoretisch ist der maximale Wirkungsgrad 50%. Bei Single Ended Schaltungen (SE) ist der maximale Wirkungsgrad 25%. Meiner Meinung nach kann eine Gegentakt-Schaltung (PP) streng monoton fallende Harmonische liefern wie eine Single Ended Schaltung. Das ist eine Frage der Ausgangsleistung und der Beschaltung, nicht eine Frage von SE oder PP.

Fakt und Fiktion über Röhrenverstärker

Die Bauteile für meine Röhrenverstärker kosten ungefähr 250€. Es gibt aber auch Röhrenverstärker für 10000€ und mehr. Selbst eine einzelne ECC83 Doppel-Triode wird für 200€ angeboten. Was ist Fakt und was ist Fiktion bei diesen Preisen? Ein teurer Röhrenverstärker sollte besser aussehen als ein billiger Röhrenverstärker, soweit dürften alle noch zustimmen. Ob ein teurer Röhrenverstärker auch besser klingt als ein billiger Röhrenverstärker ist eine schwierige Frage. Zuerst einmal ist zu klären was dieses "klingt besser" überhaupt bedeutet. Der Black Cat Röhrenverstärker der TU Berlin versucht die Ursache des guten HiFi Klanges eines Röhrenverstärkers zu ergründen. Was sind die Erkenntnisse? Anstelle von dem Klirrfaktor sind der Differenztonfaktor und der Intermodulationsfaktor wichtig für den subjektiven guten Klang. Für die Klirrfaktor-Messung wird ein Sinuston durch den Verstärker geschickt. Bei einer Intermodulationsmessung werden zwei unterschiedliche Sinustöne durch den Verstärker geleitet. Im Idealfall kommen auch nur zwei Sinustöne aus dem Verstärker heraus. In der Praxis entstehen viele Mischprodukte. Laut TU Berlin produziert ein Röhrenverstärker weniger von diesen Intermodulations-Mischprodukten. Mehr dazu von mir unter Guter Höreindruck.
Die Hochschule Regensburg untersucht Gitarrenverstärker. Hier gibt es noch nicht so viele Erkenntnisse wie beim Thema HiFi Verstärker. Besonders die Abgrenzung zwischen Effekt-Gerät mit erwünschten Verzerrungen und linearen Verstärker ohne Verzerrungen fällt beim Gitarren-Röhrenverstärker schwer. Eine Erkenntnis ist der Einfluss von Induktivitäten am Verstärker-Eingang und -Ausgang auf den Klang. Der Gitarren pick up ist eine Induktivität, der Lautsprecher ebenfalls. Besonders der Klang eines Röhrenverstärkers mit Gegenkopplung lässt sich durch die angeschlossenen Induktivitäten verändern.

Kondensator

Prof. Dr.-Ing. Manfred Zollner von der Hochschule Regensburg schimpft, nach Meinung des Autors zu Recht, über den Kondensator Hype. Die in meinen Röhrenverstärker eingebauten Kondensatoren und Elkos sind normale Ware. Teure Kondensatoren sind in einem Niederfrequenzverstärker nicht besser als normale Ware. Nach Hr. Zollner gibt es nur einen Fakt in der ganzen Kondensator-Fiktion: Wird eine Draht in einem frei verdrahteten Röhrenverstärker bewegt, ändert sich die Kapazität zwischen diesem Draht und allen umliegenden Bauteilen. Eine Änderung der Draht zu Umgebung Kapazität kann eine Klangänderung bewirken, wenn sich die Eingangskapazität der Elektronenröhre ändert. Bei einem Verstärker ohne Rückkopplung ist dieser Effekt stärker als bei einem Verstärker mit Gegenkopplung. Wenn der Kondensator nicht vor dem Austausch defekt war, dann hätte man die Klangänderung durch den Super-Duper Kondensator auch alleine durch Bewegen des Drahtes im Verstärker bewirken können.

Elektronenröhre

Wenn Kapazitäten am Eingang der Röhre so wichtig sind, was passiert eigentlich beim Röhrentausch? Eigentlich das Gleiche wie beim Bewegen eines Drahtes im Verstärker. Aufgrund der Fertigungstoleranzen hat jede Röhre etwas andere Eingangskapazitäten. Diese Unterschiede gibt es zwischen einzelnen Röhren, egal ob die Röhren von einem Hersteller oder von unterschiedlichen Herstellern stammen. Wenn jemand schreibt: "seit dem ich die ECC83 von Firma XY in meinen Verstärker benutzte, klingt der Verstärker besser", dann mag dies für den Einzelfall korrekt sein. Es dürfte aber nicht korrekt sein, das jede Röhre von Firma XY jedem Verstärker einen besseren Klang gibt. Das Bild unten zeigt zehn verschiedene Versionen der Doppel-Triode ECC83 aus aktueller Produktion. Der Versandhändler Antique Electronic Supply bot diese Varianten der ECC83 als T-12AX7-SET für 99,95 US-$ an. Es ist gut möglich das in einem Verstärker nicht jede der zehn Röhren auch gleich klingen. Welche Röhre in welchem Verstärker für welchen Hörer nun besser klingt dürfte mehr ein Zufallsergebnis sein als alles andere. Meine Empfehlung: Bevor jemand 100 US-$ für eine einzige ECC83 Röhre ausgibt, sollte er das Set mit zehn Röhren kaufen und die Röhren durchprobieren. Das nur Röhren aus der Produktion vor 1965 gut klingen ist ein Irrglaube. So wie früher Valvo und Telefunken ihr Handwerk verstanden, so verstehen heute Sovtek und Electro-Harmonix die Röhrenherstellung. Es ist kein "magisches" Wissen über die Röhrenherstellung verloren gegangen.



Bild: 10 Röhren vom Type ECC83 aus aktueller Produktion.

Übertrager

Der Ausgangsübertrager ist oft das teuerste Bauteil in einem Röhrenverstärker. Der "Arme Leute" Verstärker benutzt einen Netztrafo als Ausgangsübertrager. Was sind die Fakten bei einem Ausgangsübertrager? Der Ausgangsübertrager ist im Vergleich zum Kondensator ein kompliziertes Bauteil. Bei gleichem Äußeren kann der innere Aufbau recht unterschiedlich sein. Die unterschiedlichen Qualitäten eines Übertragers lassen sich messen. Ein guter Übertrager sollte den ganzen HiFi Frequenzbereich von 20Hz bis 20kHz übertragen. Die magnetische Kopplung zwischen den einzelnen Wicklungen sollte möglichst gross sein. Die magnetische Kopplung zwischen der ersten Primärwicklung und der Sekundärwicklung sollte genauso groß sein wie die magnetische Kopplung zwischen der zweiten Primärwicklung und der Sekundärwicklung. Der Übertrager sollte bei keiner Frequenz mechanische Bewegungen ausführen die z.B. als Brummgeräusche zu hören sind.
Qualitätsunterschiede zwischen Ausgangsübertragern werden schon im Datenblatt angegeben. Der günstige Übertrager Hammond 125E von z.B. Don Audio hat einen Frequenzbereich typisch +/-1dB von 100Hz bis 15kHz. Bei der EL84 Push-Pull Einstellung 8200 Ohm auf 8 Ohm ist die -3dB Frequenz unter 50Hz.





Der teure Übertrager Hammond 1608 hat einen Frequenzbereich von minimal 30Hz bis 30kHz. Diese Angabe ist sehr konservativ wie das Datenblatt zeigt. Meine Meinung: Die Lautsprecherbox muß mit der Qualität des Hammond 1608 oder ähnlichen Übertragern mithalten können. In den meisten Fällen wird schon ein Hammond 125E oder Tube-Town otg5v3 die Lautsprecherbox fordern.

Ein Netztrafo als Ausgangsübertrager dürfte einen Frequenzbereich SCHLECHTER als der Hammond 125E haben. Heute, im Jahr 2024, empfehle ich den Hammond 125E anstelle von Netztrafo. Ein Gegentakt-Ausgangsübertrager benötigt übrigens keinen Luftspalt. Der Ruhestrom der Endpentoden ist ein Gleichstrom und erzeugt im Ausgangsübertrager ein konstantes Magnetfeld. So weit, so richtig. Die beiden konstanten Magnetfelder arbeiten gegeneinander und heben sich dadurch auf. Die Gleichstrombelastung eines Gegentakt-Übertragers ist somit nicht die Summe der Ruheströme der Endröhren, sondern die Differenz der Ruheströme. Die Differenz der Ruheströme liegt bei maximal 20% eines einzelnen Ruhestromes, auch bei "unmatched" Röhren. Eine solche kleine Gleichstrombelastung verträgt auch ein Kern ohne Luftspalt ohne in die magnetische Sättigung zu gehen. Im schlimmsten Fall wählt man den Ausgangsübertrager eine Nummer größer um die Gleichstrombelastung "wegstecken" zu können. Der Hammond 1608 ist für 10VA ausgelegt, der im Verstärker als Ausgangsübertrager eingesetzte Netztrafo verkraftet 18VA.

Simulation von Röhrenverstärker mit LTSpice

Die Entwicklung der Röhrenverstärker war nicht schwer, es gibt genügend viele Vorlagen. Die Schaltungen sollten aber auch mit LTSpice simuliert und optimiert werden. Im Internet gibt es einige Seiten zum Thema Elektronenröhren Simulation mit SPICE, wie die von Norman L. Koren Finding SPICE tube model parameters. Leider sind alle mir bekannten SPICE Modelle nicht gut geeignet um Ultra-Linear Schaltungen zu simulieren. Üblicherweise gibt es für eine Endpentode zwei SPICE Modelle. Einmal für den Pentoden Betrieb und einmal für den Trioden Betrieb. Der Ultra-Linear Betrieb steht zwischen dem Pentoden-Betrieb mit Schirmgitter an fester Gleichspannung und Trioden Betrieb mit Schirmgitter verbunden mit Anode.
Eine gute Einleitung in die Theorie der Elektronenröhren ist immer noch der 1919 von Heinrich Barkhausen veröffentlichte Artikel "Die Vakuumröhre und ihre technischen Anwendungen". Im Jahr 1922 hat Franz Tank von dem Physikalischen Institut der Universität Zürich in dem Artikel "Zur Kenntnis der Vorgänge in Elektronenröhren" ein leistungsfähiges Elektronenröhren-Modell vorgestellt. Er schreibt: "Ein wesentliches Problem, die Erörterung des Kennlinienverlaufs im Gebiete positiver Gitter- und Anodenspannungen, ist bis jetzt noch wenig in Angriff genommen worden". Barkhausen zeigt in seinen Artikel eine Stromverteilungs-Kennlinie, er gibt aber keine Formeln dazu an.



Bild: Stromverteilung von Kathodenstrom Je auf Steuergitter Jg und Anode Ja in Abhängigkeit von den Spannungen aus Barkhausen "Die Vakuumröhre ...", Fig. 2

Die Erkenntnisse von Tank über die Aufteilung des Kathodenstromes in Steuergitter- und Anodenstrom bei positiven Spannungen an Steuergitter und Anode lassen sich direkt auf Tetrode und Pentode übertragen. Bei diesen Röhren findet die Kathodenstromverteilung  zwischen Schirmgitter und Anode statt. Das Steuergitter liegt an einer negativen Spannung. Im Modell von Tank wird zuerst der Kathodenstrom berechnet. Im zweiten Schritt wird der Kathodenstrom auf die Gitter mit positiver Spannung aufgeteilt. Mit dem Tank Modell kann Pentoden- und Trioden-Betrieb von Endpentoden gut simuliert werden.

Das Tank-Modell für Tetroden und Pentoden wird auf englisch beschrieben in der PDF Datei History of the Vacuum Tube Theory, SPICE models vom Autor.

Meine Röhrenmodelle von 2024 sind auf der Seite Triode Amp zu finden.

Röhren Modelle in LTSpice bekanntmachen

Um die graphische Darstellung im Layout-Editor von LTSpice mit dem SPICE Modell zu verbinden sind die Dateien pentode.asy und triode.asy nötig. Die Datei potiometer.asy ist die graphische Darstellung des SPICE Modells divider.sub, eines einstellbaren Spannungsteilers.