Triode Amp

Von Andre Adrian, DL1ADR
Version 2024-08-07

• Triode Amp
  • Einleitung
    • Kleine Geschichte der Röhren HiFi-Verstärker
  • PCL86 Triode Amp
  • PL508 PCC88 Netzteil
    • Berechnung Netzteil
  • PL508 PCC88 Triode Amp
    • Berechnung Verstärker
    • Simulation Verstärker
  • PL508 PCC88 Ultra-Linear, QUAD
  • KT66 6922 Ultra-Linear, QUAD
  • EL86 ECC81 PP Triode Amp
    • Berechnung Verstärker
    • EL86 ECC81 PP Netzteil
    • Heizfaden Brumm
    • Fixed bias
  • EL86 ECC81 PP Ultra-Linear, QUAD
  • KT66 ECC81 PP Ultra-Linear, QUAD
  • Weitere Ultra-Linear Verstärker
  • Guter Höreindruck
  • Hi-Fi oder nicht Hi-Fi
    • Lautsprecher
    • Boucherot-Glied
    • Lautsprecherbox
    • Ausgangsübertrager
    • Koppelkondensator
    • Gleichrichterröhre
    • Sinnvolle Anforderungen
  • Zusammenfassung
  • Song Liste
  • Anhang: Meine LTSpice Elektronenröhre Modelle
    • Zusammenfassung Elektronenröhre Modelle

Einleitung

Niederfrequenzverstärker gibt es in allen möglichen Bauweisen. Eine sehr frühe Bauweise ist mit Triode. Die Triode ist eine Elektronenröhre mit drei Elementen, der Kathode, dem Gitter und der Anode. Nach der Diode war die Triode die zweite Elektronenröhre welche ab ungefähr 1906 gebaut wurde. Trioden wie die bekannte ECC83 oder 12AX7 werden heute noch hergestellt. Wie die anderen Verstärkerbauteile hat die Triode ihre Vorteile und Nachteile. Der größte Vorteil ist ihre Kennlinie, d.h. die Abbildung von Eingangssignal auf Ausgangssignal. Kein Verstärkerbauteil ist linear. Linear bedeutet: das Ausgangssignal hat die gleiche Form wie das Eingangssignal und ist "stärker". Die Triode ist "am nächsten dran" am linearen Ideal. Ein Nachteil der Triode ist der schlechte Wirkungsgrad. Nach meiner Meinung genügen 2 Watt Ausgangsleistung für das Musik Hören in einem normalen Wohnzimmer. 2 Watt lassen sich günstig mit Triode erzeugen. Frank Kneifel hat seinen Pentode Verstärker mit seinem Triode Verstärker verglichen und schreibt: "so kann vom Frequenzgang und vom Klirrverhalten die Pentode [ohne Gegenkopplung] der Triode ohne Gegenkopplung nicht das Wasser reichen. Schwankungen im Impedanzverlauf des Lautsprechers wirken sich bei der Pentode bedeutend stärker aus als bei einer Triode."

Beim "Black Cat" Röhrenverstärker der TU Berlin in Kapitel "Endstufe in Differenzverstärkerschaltung" wurde genau untersucht was die Erfolgsfaktoren eines guten Verstärkers sind: "Weiterhin wirkt die Gegenkopplung bei feinerer Betrachtung nicht unmittelbar, sondern um die Laufzeit durch den Verstärker verzögert, das zurückgeführte Ausgangssignal kommt somit immer 'ein wenig zu spät'. Bei hohen Gegenkopplungsgraden entstehen dadurch vermehrt Frequenzanteile, die im ursprünglichen Audiosignal nicht enthalten waren, die sogenannten Intermodulationsprodukte. Da diese keinen gerad- oder wenigstens ganzzahligen Bezug zum Originalsignal haben, werden sie schon in geringsten Intensitäten vom Ohr wahrgenommen und als störend empfunden. Nach unserem heutigen Kenntnisstand darf vermutet werden, daß diese als Unschärfe bzw. Intransparenz oder als ein sich vor das Klangbild legender Schleier empfunden werden." Deshalb gibt es bei meinen Amps auf dieser Seite keine über alles wirkende Gegenkopplung. Der Vorteil ist ein guter Höreindruck, der Nachteil sind schlechte Meßwerte bei Klirrfaktor oder THD (Total Harmonic Distortion).

Die meisten hier beschriebenen Verstärker benutzen Triode in allen Stufen, in der Vorstufe, der Treiberstufe und der Endstufe. Die Endstufe arbeitet in Klasse A, entweder "Single Ended" (SE) oder Gegentakt (Push-Pull, PP). Klasse A hat wieder Vorteile und Nachteile. Ein Vorteil ist der einfache Aufbau des Verstärkers bei SE und keine Übernahmeverzerrung bei PP. Ein weiterer Vorteil ist, daß die gemittelte Stromaufnahme gleich bleibt - egal ob der Verstärker leise oder laut spielt. Ein Nachteil ist wieder der schlechte Wirkungsgrad.

Einige Verstärker benutzen die Ultra-Linear Schaltung in der Endstufe. Ultra-Linear benötigt einen Ausgangsübertrager mit Anzapfungen der Primärwicklung bei 40% bis 50% der Windungszahl. Die Anzapfung bei 43% der Windungszahl oder 18,5% der Impedanz wird im US Patent 2710312 beschrieben. Ultra-Linear liefert eine maximale Ausgangsleistung zwischen der niedrigeren Triode-Schaltung und der höheren Pentode Ausgangsleistung. Ultra-Linear liefert weniger Verzerrung als Triode-Schaltung. Das folgende Diagramm aus dem "GEC KT88 circuit supplement" von 1958 zeigt die Intermodulation bei den zwei Frequenzen 50Hz und 6000Hz mit Amplitudenverhältnis 4 zu 1:

Das Bild zeigt die geringste Intermodulation bei den "magischen" 43%. Zwischen 33% und 57% ist die Ultra-Linear Leistung noch gut. Das Diagramm zeigt auch, daß bei gleicher Ausgangsleistung Triode-Schaltung der Pentode überlegen ist. Leider habe ich bis jetzt kein ähnliches Diagramm zum Intermodulations-Verhalten der Acoustical QUAD Schaltung oder der McIntosh Unity-Coupled Schaltung gefunden. Der beste Klang bei meinen Verstärkern entsteht durch eine Kombination von Ultra-Linear mit meiner Variante von QUAD bzw. Unity-Coupled.

Eine Triode gibt es entweder direkt geheizt oder indirekt geheizt und mit kleinem Spannungsverstärkungsfaktor mu oder mit großem mu. Die bekannte ECC83 ist eine indirekt geheizte Triode mit großem mu. Im Detail sind bei der ECC83 zwei Trioden in einem Glasgehäuse, eine Dual-Triode. Low-mu Trioden können bessere Linearität als high-mu Trioden haben. High-mu Trioden arbeiten oft mit kleinem Anodenstrom in der Vorstufe und low-mu Trioden wie die ECC81 oder12AT7 arbeiten mit höherem Anodenstrom in der Treiberstufe. Dual-Trioden wie die ECC99 werden sogar als Endstufe bei Kopfhörerverstärkern oder Verstärkern kleiner Leistung benutzt. Die ECC99 ist übrigens erst ab 1999 auf dem Markt. Von Tube-Town gibt es etliche Verstärker-Bausätze. "Jim" ist ein Single Ended EL84 Verstärker, "5F1" und "5F2" sind SE mit 6V6, "TT66" ist SE mit KT66, "Jim HP" ist SE mit EL34. Gegentakt mit ECC99 als Endstufe und Kathodyn-Schaltung gibt es als "Hot Lukas", "Lummerland Express" und "Emma". Den "üblichen" Gitarrenverstärker mit Gegentakt EL84 und Kathodyn-Schaltung gibt es als "TT 5Ä3 - MKII", mit 6V6 als "5E3", mit 6L6 als "5E3 HiP".

Kleine Geschichte der Röhren HiFi-Verstärker

Ab spätestens 1939 haben die Push-Pull Verstärker "gewonnen". Kein Wunder bei theoretisch maximalen Wirkungsgrad von 50% bei PP Klasse A Verstärker gegenüber maximal 25% bei SE Klasse A Verstärker. In der Tabelle wird die wichtige Rolle des Ausgangsübertrager deutlich. Weniger klar ist die Diskussion über keine Gegenkopplung, lokale Gegenkopplung und Gegenkopplung über alles zu sehen. Bei Halbleiter HiFi-Verstärker ist der Situation einfach: ohne massive Gegenkopplung über alles klingen diese Verstärker schrecklich, diskrete Operationsverstärker-Schaltung ist üblich. Ohne Gegenkopplung sind nur HiFi-Verstärker mit Trioden oder in Trioden-Schaltung möglich. Ultra-Linear-, QUAD- und Unity-Coupled-Schaltung haben lokale Gegenkopplung zwischen Ausgangsübertrager und Endstufe.

Die Firmen QUAD (Acoustical Manufacturing Company) und McIntosh bauen heute etliche Halbleiter-Verstärker. Beide haben (wieder) Röhrenverstärker im Angebot. Im QUAD QII-Forty und McIntosh MC275 werden KT88 Beam-Tetroden benutzt, eine gute Wahl meiner Meinung nach. Die Hafler und Keroes Firma Acro Products Company produzierte Ultra-Linear Übertrager und ist vom Markt verschwunden. Alan Blumlein ist im Jahr 1942 leider bei einem Flugzeug-Absturz verstorben.

PCL86 Triode Amp

Die PCL86 ist seit 1960 auf dem Markt, die EL84 seit 1953. Die PCL86 war nicht der erste Versuch eine Triode/Pentode Verbundröhre für den Niederfrequenzverstärker im Fernsehempfänger zu entwickeln. Meiner Meinung nach war mit der PCL86 diese Entwicklung zu Ende. Einmal weil die Transistortechnik das Thema Niederfrequenzverstärker ab 1960 übernommen hat. Zweitens, weil für den Massenmarkt die PCL86 das beste Preis/Leistungsverhältnis erreicht hat. Die PCL86 kommt mit weniger Heizleistung als die Vorgänger aus und hat mehr maximale Anodenverlustleistung als die Vorgänger. Die Triode in der PCL86 hat eine Spannungsverstärkung von mu=100 und ist somit mit der ECC83 vergleichbar. Die PCL805 ist eine Triode/Pentode von 1968, entwickelt als Vertikalendstufe für Fernseher. Frank Kneifel hat ausführlich PCL805 Trioden-SE berechnet und getestet.

Der Verstärker läuft mit einer Anodenversorgungsspannung von 45V aus fünf 9V Batterien. Der Pentoden-Anodenstrom ist 2mA. Zusammen mit einem Visaton 4" Lautsprecher  "R 10 S-8" ergibt sich (leise) Zimmerlautstärke. Während ich diesen Artikel schreibe läuft der PCL86 Verstärker als Steckbrettaufbau im Hintergrund. Audioquelle ist ein UKW Empfänger der nur aus einem TDA7088 besteht. Die Heizung erfolgt mit 12V Wechselspannung. Die Heizspannung der PCL86 wird unterschiedlich angegeben, im Philips Datenblatt mit 13V, bei Telefunken mit 14,5V. Die  USA Vergleichröhre der PCL86 ist die 14GW8. Dabei bedeutet 14 eine Heizspannung von 14V. Bei normaler Nutzung, d.h. nicht "Langlebensdauer", sind plus minus 10% Abweichung bei Heizspannung erlaubt.

Das Schaltbild zeigt typischen Stand der Technik bei SE Röhrenverstärker kleiner Leistung mit indirekt geheizten Röhren. Der Arbeitspunkt, d.h. der Anodenstrom ohne Eingangssignal, von Triode U1a wird mit R3 eingestellt. R1 legt das Gitter auf Massepotential. Durch R3 ist die Kathode positiver als das Gitter oder - so wird es üblicherweise beschrieben - das Gitter ist negativer als die Kathode. Durch C1 wird der Kathodenwiderstand R3 für Wechselspannung "unsichtbar". Die Triode U1a arbeitet deshalb ohne Gegenkopplung mit maximaler Verstärkung. Der Anodenwiderstand R2 wandelt die Stromänderung des Anodenstroms in eine Spannungsänderung der Anodenspannung um. Der Wert von R2 ist aus dem PLC86 Datenblatt übernommen worden. Mit C2 wird der Ausgang von U1a auf den Eingang von U1b gekoppelt. Das Gitter von U1b liegt auch auf Massepotential, die Spannung an R2 ist deutlich größer. Der Arbeitspunkt von Triode U1b wird mit R5 eingestellt. C3 erfüllt die gleiche Aufgabe wie C1. C3 ist ein Elektrolyt-Kondensator.
U1b ist eine Pentode in Trioden-Schaltung, d.h. Schirmgitter g2 ist mit der Anode verbunden. Einige Personen argumentieren, daß nur "echte" Trioden "richtige" Trioden sind. Das Datenblatt von EL84 und anderen Pentoden zeigt die Triode-Schaltung Kennlinie neben der Pentode-Schaltung Kennlinie. Ich sehe in dieser Triode-Schaltung Kennlinie typisches Trioden-Verhalten, d.h. für mich ist eine Pentode in Triode-Schaltung eine "richtige" Triode. Der Einfluß des Bremsgitter g3 bei Triode-Schaltung ist sehr klein und kann ignoriert werden. Bemerkung: bei PCL86, EL84 und vielen anderen Pentoden ist Bremsgitter intern an Kathode angeschlossen.
L1 und L2 sind der Ausgangsübertrager mit Primärwicklung und Sekundärwicklung. Ich verwende den Hammond 125BSE. Günstiger ist der Tube-Town "TT-OT25BSE". RL simuliert den Lautsprecher und ist Teil der Simulation. Gleiches gilt für V2, die Simulation einer Audioquelle. V1 ist die Anodenbatterie aus fünf 9V Batterien. Bei einer Stromaufnahme von 3mA halten die Batterien lange. Auf den Kondensator C4 kann verzichtet werden. Seine Aufgabe ist der Kurzschluß von hochfrequenten Wechselströmen auf der Versorgungsspannungsleitung. Jedes Stück Draht wirkt als eine Antenne!
Oft wird am Gitter ein Schutzwiderstand von 1 Kiloohm bis 100 Kiloohm empfohlen und am Schirmgitter ein Schutzwiderstand von 100 Ohm. Bei meinem Testaufbau waren solche Schutzwiderstände nicht nötig. Wichtiger sind gute abgeschirmte Kabel zwischen Audioquelle und Verstärker. Wieder einmal habe ich die schlechte Qualität von fertig gekauften abgeschirnten Kabeln bemerkt. Entweder man kauft wirklich gute Qualität für teures Geld oder bastelt sich aus RG178, RG316 oder RG179 Koaxkabel und Stecker selbst gut abgeschirmte Kabel.

PL508 PCC88 Netzteil

Das Netzteil eines Röhrenverstärker ist für mich eine Abwägung zwischen Sicherheit und Leistung. Die Schutzkleinspannung für Gleichspannung ist 120 Volt. Die Anodenversorungsspannung ist 300 Volt für eine EL84 bei voller Leistung laut Datenblatt. Für einige Elektronenröhren gibt es im Datenblatt auch Leistungsangaben für 170 Volt. Mein Netzteil liefert 185 Volt. Diese Spannung läßt sich mit zwei günstigen Transformatoren aus aktueller Produktion erzeugen. Ein Trafo sorgt für die Heizspannung, der andere sorgt für die Anodenspannung. Der erste Trafo hat 24 Volt Wechselspannung bei 10 VA (Volt-Ampere oder Watt), der zweite Trafo hat zweimal 24V Wechselspannung bei 5 VA. Damit die Anodenversorgungsspannung ordentlich hoch wird werden zwei "Tricks" benutzt: einmal liegen alle Sekundärwicklungen in Reihe für die Anodenspannung, d.h. 72 Volt Wechselspannung stehen zur Verfügung. Zweitens wird eine Spannungsverdoppler-Schaltung, die Delonschaltung, benutzt um aus 72 Volt Wechselspannung 189 Volt "rohe" Gleichspannung zu machen. Diese Gleichspannung wird durch RC-Filter geglättet. Am Netzteil-Ausgang stehen ungefähr 185V geglättete Gleichspannung zur Verfügung. ACHTUNG: im Leerlauf liefert das Netzteil gemessen 255 Volt Gleichspannung. Warnung: nach dem Ausschalten sind die Netzteil-Elkos noch geladen und bleiben es auch noch für Stunden. Deshalb vor Arbeiten am ausgeschalteten Gerät die Elkos über einen Widerstand von z.B. 1 Kiloohm entladen.

Berechnung Netzteil

Das Buch "Tabellenbuch der Elektronik und Nachrichtentechnik" von W. Benz, P. Heinks und L. Starke begleitet mich seit 1980. Auf zwei Seiten wird die Berechnung von Netzteilen mit Glättung beschrieben. Für uns ist die Einweg-Schaltung als Teil des Delon-Spannungsverdoppler interessant. Im Transformator Datenblatt wird effektive Wechselspannung Ueff und effektiver Wechselstrom Ieff angegeben. Mit Ladekondensator, d.h. bei kapazitiver Belastung gelten die Näherungsformeln: U=Ueff/0,85. Wir überprüfen die LTSpice Simulation: Ueff=72V mit Spannungsverdoppler ergibt U=169V. Die LTSpice Simulation und der Aufbau liefern andere Werte. Simulation liefert 185V, Aufbau 193V.

Leistungsmäßig werden vom Heiztrafo 24V*0,3A=7,2W für die Heizung gebraucht. Die 190V Speiseleitung braucht 7,6W laut Simulation. Zusammen sind das knapp 15W. Die Trafos werden "ordentlich" warm im Betrieb. Bei diesen kleinen Trafos ist der Wirkungsgrad deutlich unter 90%.

Die RC-Glieder R1 bis R4 und C3 bis C8 im Netzteil sollen die Frequenz 100Hz und Harmonische wegfiltern. Willkürlich wird als Grenzfrequenz 25Hz festgelegt. Nach fg=1/(6.28*R*C) wird nach Umstellung und Einsetzen R=1/(6.28*25Hz*220uF)=29,0 Ohm. Gewählt wird 33 Ohm für R1 bis R4. Der Widerstand muß P=I^2*R=0.03W Leistung in Wärme umsetzen. Ein kleiner Metallschicht-Widerstand kann maximal 0,6W.

PL508 PCC88 Triode Amp

Die PL508 wurde nicht als Niederfrequenz-Pentode entwickelt, sondern als Röhre für die Vertikalendstufe im Farbfernseh Empfänger. Die Bildwechselfrequenz ist 50Hz oder 60Hz. Die maximale Anodenverlustleistung ist 12 Watt wie bei EL84 oder PL84. Aber das Glasgehäuse ist deutlich größer und die Fassung ist Magnoval. Die PL508 hat wie die EL86 einen maximalen Kathodenstrom Ik von 100mA, kann aber deutlich höhere Impulsströme liefern - so 300mA. Für mich ist die PL508 sehr gut geeignet als Verstärker für Schlagzeug oder harter Plektrum-Anschlag. Der Verstärker hat keine Gegenkopplung - und braucht auch keine. Als Ausgangsübertrager verwende ich den Hammond 125BSE. Günstiger ist der Tube-Town "TT-OT25BSE". Mein Geheimtipp ist der Tube-Town tt-otg5v3, ein 2,1kg SE Übertrager mit Mittelanzapfung und maximal 150mA Gleichstromanteil. Alle können auf 10kOhm, 5kOhm oder 2,5kOhm Anodenwiderstand auf 8 Ohm Lautsprecherwiderstand verdrahtet werden. Ich empfehle 5kOhm Anodenwiderstand auf 8 Ohm bei einem 8 Ohm Lautsprecher für gute Lautsprecherdämpfung mit der PL508. Das "Bauteil" V_Ig ist ein Strom-Messgerät für Gitterstrom in der Simulation.

Die PCC88 oder 7DJ8 hat eine Heizspannung von 7 Volt, die PL508 oder 17KW6 von 17 Volt. Die Heizspannung aus dem Netzteil passt genau für Reihenschaltung der Heizfäden beider Röhren. Mit einer Spannungsverstärkung mu von 33 liegt die PCC88 zwischen ECC99 mit mu=22 und ECC81 mit mu=66. Als Spanngitter-Röhre hat die PCC88 eine hohe Steilheit von 12,5mA/V. Spanngitter-Röhren haben wenig Mikrofonie. Wegen der hohen Steilheit von PCC88 und PL508 müssen "Schwingbremsen" eingebaut werden, dies sind die Kondensatoren C3, C7, C10. Die Kondensatoren sollen direkt zwischen Anode und Kathode der Röhre gelötet werden, d.h. diese Bauteile als erste an die Röhrenfassungen löten. Kondensator C3 und Anodenwiderstand R2 wirkt als Tiefpass. Dieser Tiefpass verhindert Oszillation im Megahertz Bereich - eine Frequenz die auch Fledermäuse nicht mehr hören, die aber den Verstärker "verstopft" und dumpf klingen lässt. Wegen dem Kondensator zwischen Anode und Kathode ist kein Schutzwiderstand am Gitter nötig, der Schutzwiderstand verschlechtert die Eigenschaften des Verstärkers. Dies ist eine "entweder oder" Entscheidung.

Der Verstärker kann auch mit EL508, E88CC oder 6922 und dem EL86 ECC81 Netzteil aufgebaut werden. Wegen der höheren Versorgungsspannung den Wert von R9 auf 1,2 kOhm erhöhen. Bei 270V Versorgungsspannung ist die maximale Ausgangsleistung 2,4 Watt.

Zum Thema "Schwingbremse" und Schutzwiderstand steht im Buch "Radiotron Third Edition" von 1941 unter dem Titel "Parasitic Oscillation" auf Seite 16:



Im PL508 PCC88 Triode Amp habe ich die erste Verbesserung "Kleiner Kondensator von jeder Anode nach Masse" in der Variante "Kleiner Kondensator zwischen Anode und Kathode" benutzt. Heutzutage wird scheinbar nur noch die dritte Verbesserung "Serien Stopper Widerstände an Gitter und Anode, angeordnet so nah als möglich an der Röhre" benutzt - ich nenne sie Schutzwiderstand. Die Verbesserung "verbesserter Aufbau mit kurzen Drähten" ist im Schaltplan nicht sichtbar.

Die PCC88 ist eine "echte" Treiberröhre. Sie braucht Anodenstrom für gute Funktion. Deshalb sind die Widerstände an Anode und Kathode niederohmig im Vergleich zu einer Schaltung mit ECC83. Sind die Anodenwiderstände klein, dann können die Gitterwiderstände der folgenden Stufe auch klein sein - so dreimal Anodenwiderstand genügt. Über die Versorgungsspannungs-Leitung "läuft" auch ein Signal von Ausgang zu Eingang. Wenn die Endröhre Strom "zieht", dann sinkt wegen dem Innenwiderstand des Netzteils die Versorgungsspannung. Über Anodenwiderstand und Millerkapazität koppelt dieses Signal auf die Gitter der Vorstufen- und Treiberröhren. U1a hat das RC Glied R1, C2 um die Spannungsversorgung dieser Röhre von der Spannungsversorgung der Endstufe zu entkoppeln. Für U1b ist es R5, C6. Nebenbei glättet dieses RC Glied noch das Netzteil-Brummen. Wird der Eingang dieses Verstärkers auf Masse gelegt, dann ist der Lautsprecher stumm.

Die Kondensatoren C1, C5 und C9 machen einen HF-Kurzschluß zwischen Versorgungsspannung und Masse für jede Verstärker-Stufe. Das Schaltbild soll die sternförmige Verdrahtung der drei Verstärkerstufen zeigen. Diese Verdrahtungsart ist wegen der hohen Gesamtverstärkung nötig um Oszillation bei hochohmiger Audioquelle zu vermeiden. Zwischen Eingang und Anode Endröhre ist die Spannungsverstärkung 70dB. Die Bauteile von U1a werden an zwei Punkte geführt, den U1a Versorgungsspannungs-Punkt und an den U1a Masse-Punkt. Das gleiche wird mit U1b und U2 gemacht. Dann werden die drei Versorgungsspannungs-Punkte sternförmig zum Netzteil-Anschlußpunkt geführt, genauso die drei Masse-Punkte. Es gibt genau eine Verbindung vom Netzteil-Anschlußpunkt zum Chassis oder zur Abschirmung. Eingangs- und Ausgangsbuchsen werden NICHT mit dem Chassis verbunden um Brummschleifen zu vermeiden, sondern zu den entsprechenden Anschlußpunkten der Verstärker-Stufen geführt.

Im PCC88 Datenblatt steht: "The unit a, g, k should be used as the grounded cathode input section and unit a', g', k' as the grounded grid output unit". Die PCC88 wird hier nicht als Kaskode benutzt, trotzdem ist die Triode a, g, k mit den Pins 6, 7, 8 besser als Vorstufe geeignet. Weiterhin soll der Pin 9, Abschirmung, an den Masse-Punkt von U1a angeschlossen werden.

Eine gute Abschirmung - wenigstens von Audioquelle über Verstärkereingang bis Gitter der PCC88 U1a - ist nötig damit nicht Netzbrummen aufgenommen wird. Elektromagnetischen Wellen breiten sich im Raum aus, auch bei einer Frequenz von 50Hz. Meiner Erfahrung nach ist 50Hz Einstrahlung aus dem Raum die größte Ursache für Brummen aus dem Lautsprecher. Wer den Verstärkereingang mit dem Finger berüht hört das deutlich. Hier wirkt der menschliche Körper als Antenne für 50Hz. Abschirmung ist billig mit aufgeklebter Alufolie auf der Innenseite des Gehäuse möglich. Zweite Ursache ist meiner Meinung nach die induktive Kopplung von Netztrafo auf Ausgangsübertrager. Deshalb diese beiden Bauteile räumlich trennen und in einem Winkel von 90° zueinander anordnen. Ringkerntrafos "strahlen" auch 50Hz Netzbrumm in den Raum. Es gibt eine kapazitive Kopplung von Heizfaden auf Kathode welche Wechselspannung von der Heizung auf die Kathode überträgt. Wir reden hier von Pikofarad und 50Hz - für mich ist Gleichrichtung der Heizspannung nicht nötig.

Wie bei Röhrenschaltungen üblich müssen einige Kondensatoren hohe Spannung aushalten und einige Widerstände hohe Leistung. C1 bis C10 sollten 400 Volt Gleichspannung Typen sein. Für C11 bis C13 genügen 50 Volt. Der Widerstand R9 oder Rk setzt 0,5 Watt Leistung in Wärme um. Ich empfehle hier einen 2 Watt Drahtwiderstand. Je mehr Watt der Widerstand hat, umso weniger erwärmt sich dieser Widerstand. Dabei bitte nicht übertreiben. Ein passend dimensionierter Rk ist nebenbei eine Sicherung. Hohe Temperatur des Elko C13 verkürzt die Lebensdauer, deshalb Abstand halten zwischen Rk und C13. Der Widerstand Rk sollte auch nicht direkt die Platine berühren - mit etwas Abstand einbauen. Idealerweise funktioniert für Rk der Kamineffekt: kühle Luft kann möglichst ungehindert von unten nach oben an Rk vorbei strömen. Ich habe schon Röhrenverstärker mit Lüfter gesehen - so etwas gefällt mir nicht. Lieber ein größeres Gehäuse verwenden, die Hitze produzierenden Bauteile sinnvoll anordnen und Löcher für den Kamineffekt bohren. Gehäusefüße sind nötig und der Verstärker sollte frei stehen. Die Heizleistung von PL508 und PCC88 sind zusammen 7,2 Watt. Das Glasgehäuse der PL508 wird richtig heiß. Gut ist eine Lochblech-Haube über die Röhren für Berührschutz und Konvektion.

Die PL508 und PCC88 gibt es relativ günstig NOS (new old stock) bei BTB Elektronik. Wer die PCC88 als "Fernseher-Röhre" nicht mag, kann die E88CC benutzen. Es gibt kleine Unterschiede bei der Heizung: PCC88 hat 7V/300mA, E88CC hat 6,3V/300mA. Die E88CC gibt es wieder aus aktueller Produktion von JJ Electronic. Die E88CC und PCC88 sind als gute Trioden bekannt, deshalb gibt es hier keine Schnäppchen-Preise mehr. Die PL508 ist noch nicht so richtig für Röhrenverstärker entdeckt worden.

Auf mvaudiolabs gibt es die "tube data library" mit THD Messungen vieler Elektronenröhren in Triode-Schaltung. Der optimale Arbeitspunkt für die PCC88 mit THD=0,099% ist Ug1=-8V, Ia=6mA. Die E88CC hat optimal THD=0,094% bei Ug1=-8,5V, Ia=6mA. Die PL508 hat optimal THD=0,11% bei Ug1=-31V, Ia=40mA, Ua=240V.

Berechnung Verstärker

Für einige Trioden gibt es im Datenblatt eine Rg, Ra, Rk Tabelle. Für die PCC88 nicht. Die E80CC ist mit mu=27 recht ähnlich zur PCC88 und hat eine Rg, Ra, Rk Tabelle:

Das RC Glied C4, R4 wird bestimmt mit der Formel f = 1 / (6,28 * R * C). Bei der -3dB Grenzfrequenz f sind kapazitiver Blindwiderstand von C und Widerstand R gleich groß. Nach Umstellen und mit f=50Hz, R=330 Kiloohm ergibt sich C =  1 / (6,28 * R * f) = 9,6 nF, gewählt wird 10nF. Weil zwei RC Glieder C4, R4 und C8, R8 hintereinander geschaltet sind und weil der Ausgangsübertrager auch ein Hochpass ist, werden besser 22nF für C4 und C8 gewählt. Besonders beim Koppelkondensator tritt die "viel hilft viel" Krankheit auf. Wird der Koppelkondensator viel zu groß gewählt, dann hat die Röhre vor dem Koppelkondensator Probleme den Kondensator schnell genug umzuladen, d.h. harte Schläge auf die Basstrommel werden "weich gespült". Das RC Glied R3, C11 an der Kathode wird genauso berechnet. Mit f=50Hz, R=1 Kiloohm ergibt sich C=3,2 uF. Gewählt wird 22uF. Die Kathoden-Kondensatoren sind für das Impulsverhalten nicht so wichtig wie die Koppelkondensatoren.

Die Barkhausen Triode Formel Ri = mu / S erlaubt die Berechnung des internen Anodenwiderstand oder Innenwiderstand einer Triode. Der externe Anodenwiderstand oder Lastwiderstand soll deutlich größer sein, so dreimal größer oder mehr. Die PL508 hat mug2g1=8 und S=9mA/V laut Datenblatt. Der Ri ist 889 Ohm. Ein externer Anodenwiderstand bzw. Impedanz der Primärwicklung von 2,5 kOhm ergibt den Faktor 2,8. Besserer Höreindruck ist bei externen Anodenwiderstand 5 kOhm oder Dämpfungsfaktor 5,6 gegeben.

Simulation Verstärker

Für PCC88 und PL508 habe ich LTSpice Modelle erzeugt. Das PCC88 Modell ist aus Datenblatt-Diagrammen entstanden. Das PL508 Datenblatt enthält kein Diagramm für Triode-Schaltung und kein Diagramm über die Stromverteilung Anode zu Schirmgitter. Die Tube Data Library hat ein PL508 Ia=f(Va,Vg) Diagramm.

Hier nun das simulierte Spektrum des PL508 PCC88 Verstärker. Eingangsspannung 35mV Spitze, Ausgangsleistung 1,3W, Eingangsleistung 6,0W:

Das Spektrum ist "Triode-typisch": die dritte Harmonische ist kleiner als die zweite Harmonische. Bis maximal Eingangsspannung 24mV Spitze, Ausgangsleistung 0,6W, Eingangsleistung 5,5W gibt es keine siebte Harmonische:

Die Leistung ist bescheiden für einen HiFi Verstärker, der Klang ist gut. Eine "Frame output Pentode" ist nicht bekannt für niedrigen THD. Von den schlechten ist die PL508 noch die Beste. In der Tube Data Library steht: "In triode mode linearity is good (same as all PL5*** family), but spectrum is different. It has same large amount of higher harmonics, but it’s not dominated by uneven ones (5th particularly). Instead it’s more monotonically falling spectrum which should  sound much better then other TV pentodes."

PL508 PCC88 Ultra-Linear, QUAD

KT66 6922 Ultra-Linear, QUAD

EL86 ECC81 PP Triode Amp

Der Verstärker erzeugt genug Lautstärke für Ohrenschmerzen bei mir, wie nach einem Konzert ohne Ohrstöpsel. Mehr Röhrenverstärker ist meiner Meinung im Wohnzimmer nicht nötig. Meine Box hat 93dB Wirkungsgrad und ist weiter unten beschrieben.

Für 250V Versorgungsspannung ist ein Netztrafo mit 200V Wechselspannung effektiv nötig. Tube-Town hat zwei Netztrafo im Angebot: den Ringkern tt-t30-v2 und den EI-Kern tt-ket30. Ich habe den EI-Kern gewählt, weil dieser 100mA auf der 200V Leitung liefert. Dafür ist die 6,3V Leitung schwach mit nur 1,6A. Die beiden EL86 und die ECC81 brauchen 1,82A. Wenn nötig gibt es einen eigenen Heiztrafo. Gemessen liefert das Netzteil 245V und 5,9V. Der Netztrafo ist leicht überlastet und wird warm aber nicht heiß. Mit zusätzlichen Heiztrafo 16VA 6V sind die Spannungen 251V und 6,5V.

Achtung: An den Anoden von U2 und U3 kann eine Spannung von maximal der doppelten Versorgungsspannung auftreten. Deshalb sind C8 und C9 500V Typen. Ursache ist die Energie-Speicher-Eigenschaft einer Induktivität, hier der Primärwicklung des Übertragers.

Schaltbild des Verstärker:

Das Vorbild für diesen Verstärker ist eine RCA Schaltung von 1950, siehe "A high-quality sound system for the home". Drei Jahre nach dem sehr erfolgreichen Williamson Verstärker mit 20dB Gegenkopplung über alles erlaubt sich RCA einen Verstärker ohne Gegenkopplung als High-Quality Verstärker vorzustellen. Die Endröhre 6F6 ist ein Vorläufer der 6V6 und wird in Trioden-Schaltung benutzt.

Die ECC81 oder 12AT7 wird heute wieder von z.B. Electro Harmonix oder JJ produziert. Die EL86 gibt es als NOS (New old Stock), auch als "matched pair". Der otg5v3 Übertrager hat eine Mittel-Anzapfung und kann deshalb für Push-Pull (PP) oder für Pentode SE Ultra-Linear Schaltung benutzt werden. Ein SE Übertrager kann auch für PP benutzt werden, ein PP Übertrager aber nicht für SE.

Berechnung Verstärker

Eine Rg, Ra, Rk Tabelle für Vorstufe und Kathodyn-Stufe sind praktisch. Im E81CC Datenblatt von Siemens steht:

EL86 ECC81 PP Netzteil

Heizfaden Brumm

Zwischen Heizfaden und Kathode gibt es eine kleine Kapazität von 2,5pF bei der ECC81. Zwischen Heizfaden und Gitter sind es 0,17pF. Zwischen Heizfaden und Kathode darf die Spannung maximal 90V betragen bei der ECC81 und 80V bei der PCC88. Bei PCC88 wird maximaler Widerstand zwischen Kathode und Heizfaden mit 20 kOhm angegeben. Ähnliche Werte haben alle indirekt geheizte Röhren. Trotz dieser kleinen Kapazitäten ist eine Verbindung zwischen Heizstromkreis und Anodenstromkreis nötig um Heizfaden-Brumm zu vermeiden. Im umfangreichen Datenblatt der ECC82 steht: "Wenn die Mittelanzapfung des Heiztransformators geerdet ist, Rg<=0,3 MOhm und Rk genügend entkoppelt, so wird der Störpegel von Brumm und Rauschen besser als 60 dB unter 100mV sein". Das düfte auch für andere Röhren gelten. Heiztrafo mit Mittelanzapfung ist heute selten. Meine Alternative sind zwei 1 kOhm Widerstände. Ein Anschluß der Widerstände geht an den Vorstufen-Massepunkt, die anderen Anschlüsse an die Heizfaden-Anschlüsse der Vorstufen-Röhre.

Bei direkt geheizten Endröhren wie der 2A3 wird bei Heizung mit Wechselspannung ein Entbrummer benutzt. Das ist ein Drahtwiderstand-Potiometer mit 100 Ohm. Der mittlere Anschluß ist auf Masse, die beiden anderen Anschlüsse an den beiden Heizfaden-Anschlüssen. Solch eine niederohmige Verbindung ist bei indirekt geheizten Röhren und Heizung mit Wechselspannung nicht nötig.

Fixed bias

Meine Verstärker-Schaltungen haben alle "cathode bias" oder Kathodenwiderstand. Leistungsstarke Verstärker haben oft "fixed bias", eine negative Spannung für das Gitter der Endröhren, sozusagen eine C-Batterie. Im Artikel "Fixed bias vs. Self bias" von 1950 schreibt C.P. Boegli: "in the highest-fidelity amplifiers self bias is actually equal to fixed bias in performance ... instead of furnishing a negative fixed bias by means of rectifiers and filters, we merely add the amount of the bias to the plate supply voltage ... If a common cathode resistor is left unbypassed the second-harmonic voltages are fed back in phase to both grids and a secondary type of harmonic distortion appears in the output. Consequently, that resistor is bypassed". Für 250V Anodenspannung und 25V Bias-Spannung ist somit eine Versorgungsspannung von 275V richtig. Der Kathodenwiderstand bekommt eine Kapazität (Elko) parallel geschaltet. Weiterhin schützt "self bias" die Endröhre. Wenn bei "fixed bias" die Bias-Spannung ausfällt, dann wird der Kathodenstrom zu groß. "Rote Backen" der Endröhre, Glasschmelze oder sogar Brand im Verstärker sind möglich.

EL86 ECC81 PP Ultra-Linear, QUAD

Die Ultra-Linear und QUAD Ideen können auch bei Push-Pull Verstärker benutzt werden. Die EL86 wird zusammen mit dem Tube-Town tt-ma18-ot Ausgangsübertrager (AÜ) benutzt. Die Impedanz ist mit 8 kOhm etwas hoch für die EL86, Impedanz 6,6 kOhm wäre ideal, aber es sind wenige günstige Push-Pull Übertrager mit Ultra-Linear Anzapfung im Angebot. Der Hammond 1608A mit 8 kOhm ist deutlich teurer.

Der 16 Ohm(!) Lautsprecher wird wie üblich an die 0 Ohm und 16 Ohm Anschlüsse des AÜ angeschlossen. Der 8 Ohm Anschluß wird auf Endstufe-Masse gelegt. Wie immer bei Gegenkopplung ist der genaue Anschluß wichtig. Weil es bei falschem Anschluß kein Mitkopplungs-Gekreische gibt hier die Anleitung: der richtige Anschluß ergibt weniger Verstärkung. Meinen tt-ma18-ot habe ich so angeschlossen: Primär blue=U2 Anode, purple=U2 Schirmgitter, white=Versorgungsspannung, pink=U3 Schirmgitter, brown=U3 Anode und Sekundär black=R11 (U2 Rk), pink=frei, brown=Masse, gray=R14 (U3 Rk).
Die RC-Glieder R12, C8 und R15, C9 müssen nur bei schlechtem Ausgangsübertrager mit hoher Streuinduktivität (leakage inductance) benutzt werden. Dann R12=R15= 47 Ohm und C8=C9=1nF als erste Werte probieren. Langford-Smith schreibt in "Ultra Linear Amplifiers" 1955: "Typical values are 0.001 or 0.002 uF and 47 to 220 ohms". Hohe Streuinduktivität produziert "Klingeln", d.h. parasitäre, abklingende Oszillation. Siehe 1956 Artikel UL Output Transformers von Leakey und Gilson. Die simulierten Meßwerte:

Die untere -1dB Grenzfrequenz ist 28Hz. Ursache ist einmal die hohe AÜ Primärinduktivität von 72H, zweitens die lokale Gegenkopplung der Endstufe. Das kein k7 Spektrum bei Eingangsspannung 410mV Spitze, Ausgangsleistung 2,4W und Eingangsleistung 16,2W:

Das keine siebte Harmonische Spektrum sieht sehr gut aus, die Harmonische fallen schnell ab. Nun Eingangsspannung 780mV Spitze, Ausgangsleistung 8,2W und Eingangsleistung 17,5W:

Das kein Gitterstrom Spektrum sieht ungewöhnlich aus. Bei meinen Hörtests klingt der Verstärker gut, die Lautsprecherbox "rappelt" nicht, auch wenn der Lautsprecher viel Luft bewegt und die Lautstärke in Richtung Schmerzschwelle geht. Im Editorial von Wireless Engineer von August 1955 gibt es eine Erklärung für die ungewöhnlichen Harmonischen beim UL Verstärker.

Wie Nobu Shishido sagte: "Es kommt auf das erste Watt an". Der EL86 Verstärker mit lokaler Gegenkopplung liefert über 2 Watt in bester Qualität.

Der Aufbau auf dem Steckbrett hat eine Besonderheit. Durch zwei 1 kOhm Widerstände wird eine Mittelanzapfung für die 6,3V Heizspannung nachgebildet. Damit wird die Datenblatt Anforderung maximal 20 kOhm Widerstand zwischen Kathode und Heizung erfüllt. Auf dem Bild ist links der AÜ zu sehen und rechts die ECC81 von Electro-Harmonix. Meiner Meinung nach sind gute Röhren aus aktueller Produktion so gut wie gute Röhren aus NOS Produktion. Ohne Schaltungsänderung funktioniert auch ECC83 anstelle von ECC81. Die Verstärkung steigt, die Ausgangsleistung ohne k7 sinkt. Meine ECC83, eine Tube-Town Eigenmarke, hat ein Schirmblech zwischen den beiden Trioden-Systemen. Das zeigt Qualität (Made in China).

KT66 ECC81 PP Ultra-Linear, QUAD

Die meisten Röhren haben eine langweilige Form. Die KT66 hat eine interessante Form:

Der Innenwiderstand der KT66 ist mit 1300 Ohm doppelt so hoch wie bei der EL86 mit 667 Ohm. Trotzdem ist die -1dB untere Grenzfrequenz mit 28 Hz für die EL86 und 29 Hz für die KT66 fast gleich. Die RC-Glieder vor der Endstufe und der Übertrager nach der Endstufe sind gleich und Gegenkopplung bewirkt Gleichmacherei. Das kein k7 Spektrum bei Eingangsspannung 510mV Spitze, Ausgangsleistung 3,8W und Eingangsleistung 27,0W:

Das kein Gitterstrom Spektrum bei Eingangsspannung 920mV Spitze, Ausgangsleistung 11,7W und Eingangsleistung 28,1W:

Weitere Ultra-Linear Verstärker

Guter Höreindruck

Wo kommt der gute Höreindruck eines Klasse A Verstärkers her? Was ist das Geheimnis? Auch ich habe die (vollständige) Antwort nicht. Im Buch "Radiotron Designer's Handbook Third Edition" von 1941 gibt es Hinweise.

Zuerst gibt es Kritik an der "Total Harmonic Distortion" THD als Qualitätsmaß auf Seite 32: "The total harmonic distortion is not a measure of the degree of distastefulness to the listener ... it is always preferable to specify each harmonic separately". Die harmonischen Verzerrungen sollen einzeln angegeben werden. Dabei sind die geradzahligen Harmonischen wie zweite, vierte Harmonische nicht störend - oft erzeugen die Musikinstrumente diese Harmonische selbst. Die höheren ungeraden Harmonischen sind "unmusikalisch". Unser Ohr hat sehr hohe Empfindlichkeit für "schiefe" Töne, deshalb ist die THD Zahl die zum allergrößten Teil aus zweiter und dritter Harmonische besteht ungenügend. Das "Radiotron" empfiehlt folgende Werte auf Seite 32:

"The seventh harmonic is not on the musical scale, and should therefore be below the threshold of audibility". Keine hörbare siebte Harmonische ist mein Qualitätsmaß und heutzutage leicht zu überprüfen wenn fast jeder Digital-Oszilloskop eine Spektrumanalyse Funktion hat. Natürlich hat der BUF634 Verstärker von Henry Westphal, Stefan Trampert und Frederic Sehr mit einem THD von 0,00020% auch eine SEHR kleine siebte Harmonische. Der BUF634 Verstärker besteht, wie vor vielen Jahren der Elektor NE5532 Verstärker, aus vielen parallel geschalteten integrierten Schaltkreisen (ICs). Der BUF634 ist ein High-Speed-Buffer, der NE5532 ist ein rauscharmer Operationsverstärker.

Laut "Radiotron" gibt es zwischen Höreindruck und "loudspeaker damping" einen Zusammenhang. Die Induktivität der Lautsprecherspule sorgt dafür, das die Impedanz des Lautsprecher mit der Frequenz steigt. Eine hohe Impedanz gibt es auch bei der Resonanzfrequenz des Lautsprechers. Der Innenwiderstand der Ausgangsröhre liegt über den Ausgangsübertrager parallel zur Lautsprecher-Impedanz und dämpft diese. "We need only be concerned with the ratio of the load resistance to the effective plate resistance (rp), and this ratio (RL/rp) is called the 'damping factor'. Triodes have good damping factors, but pentodes and beam power tetrodes, due to their high plate resistance, have very poor damping factors", siehe Seite 15.

Hi-Fi oder nicht Hi-Fi

Hi-Fi oder "high fidelity" war von Anfang an die Anforderung gewesen an Niederfrequenzverstärker. Die Spalte "Radiotron 1941" ist aus dem Buch "Radiotron Designer's Handbook" von 1941 auf Seite 32, Spalte "RCA Laboratories 1950" ist aus dem Artikel "A high-quality sound system for the home" von 1950:

Im Kapitel "Endstufe EICO" des TU Berlin "Black Cat" Verstärker gibt es eine Bemerkung zur sinnvollen oberen Grenzfrequenz für Verstärker mit Gegenkopplung: "daß ein –3dB-Punkt bei 20 kHz bereits zu den Höreindruck störenden Phasenverzerrungen im Bereich um 15kHz führen könnte. Ein –3dB-Punkt bei 34 kHz würde dann hingegen die Phasenbeziehungen im Bereich um 15 kHz nicht störend verfälschen."

Die RCA Mitarbeiter schreiben 1950 über Harmonische: "that the higher order harmonics are more easily discerned than the lower order harmonics; that difference tones may be of more importance than the harmonics ... it has been observed that the sensitivity of the ear to distortion in music appears to be a maximum for sound levels in the vicinity of 70 to 80 dB"

Über Verzerrung: "For the type of distortion contemplated, for the frequency response contemplated, and for a sound level of 75 dB, it has been shown that a total RMS distortion of approximately 0.75% is perceptible to critical listeners ... for sound levels of 90 dB, total RMS distortions of 2 to 3% are tolerable".

Über Ausgangsleistung für Zimmerlautstärke: "an average sound level of approximately 75 dB would be adequate for most home reproduction. The power corresponding to this sound level would be approximately 0.016 watt ... For an average power level of 0.016 watt the peak power level would, therefore, be appoximately 0.160 watt.

Über Ausgangsleistung für Konzerthalle-Lautstärke: "that the peak sound level at a desirable seat in such a concert is not likely to exceed a value of 100 dB ... that peak sound levels of 100 dB would correspond to peak powers of 5.0 watts"

Ein Blick auf die Leistung von Lautsprecher und Ausgangsübertrager helfen uns bei der Bestimmung der Leistungsparameter eines günstigen Verstärker mit günstigem Lautsprecher.

Lautsprecher

Der Trioden Amp bekommt seine eigene Lautsprecherbox. Die 2 Watt des Trioden Amp sollen möglichst viel Lautstärke liefern, d.h. der Wirkungsgrad der Lautsprecherbox spielt eine Rolle. Die Lautsprecherbox enthält einen Lautsprecher. Das folgende Diagramm zeigt den Frequenzverlauf von verschiedenen Lautsprechern der Firma Jensen:

Die rote Linie ist Frequenzgang des Jensen MOD 6-15 Lautsprecher mit 6" Durchmesser, die blaue Linie ist Jensen MOD 8-20 mit 8", die grüne Linie Jensen MOD 10-35 mit 10" und die gelbe Linie ist Jensen MOS 12-35 mit 12". Große Lautsprecher sind besser für niedrige Frequenzen geeignet und kleine besser für hohe Frequenzen - so die allgemeine Erkenntnis. Die gezeigten Lautsprecher liefern alle zwischen 75Hz und 6kHz eine "Sound Pressure" von 85dB und mehr. Der kleinste arbeitet bis 10kHz, der größte bis 55Hz. Die Gemeinsamkeiten sind größer als die Unterschiede. Alle Jensen MOD Lautsprecher haben eine "Delle" bei ungefähr 400Hz.

Hier der Frequenzgang des 4" Visaton R 10 S Lautsprecher mit 8 Ohm:

Der Visaton liefert zwischen geschätzt 120Hz und 12kHz eine "Sound Pressure" von 85dB und mehr.

Neben Frequenzgang sind der Wirkungsgrad und die Empfindlichkeit wichtig. Die Werte sind für 8 Ohm Lautsprecher:

Martin Lembke schreibt über Wirkungsgrad (SPL) oder Sensitivity: "Ein Unterschied von 10dB entspricht der doppelten Lautstärke, einer von 3dB ist gerade wahrnehmbar". Der Visaton und der kleine 6-15 Lautsprecher unterscheiden sich von den anderen Lautsprechern. Den Visaton habe ich testweise in einen Schuhkarton mit Außenmaße 35cm, 21cm, 12cm und Volumen 8,8 Liter eingebaut.

Boucherot-Glied

Der Lautsprecher ist elektrisch gesehen eine Spule (Induktivität) in Reihe zu einem Widerstand, eine RL-Schaltung. Dieses Modell erklärt das Ansteigen der Impedanz mit der Frequenz, aber nicht die Resonanzfrequenz. Das Diagramm von Jensen zeigt wieder vier Jensen MOD Lautsprecher:

Das RL-Modell beschreibt die Lautsprecher ab 200Hz. Ein Boucherot-Glied oder Zobel-Glied ist ein RC-Glied parallel zu dem Lautsprecher um aus der frequenzabhängigen Impedanz des Lautsprechers einen möglichst frequenzunabhängigen Widerstand zu machen. Meiner Meinung nach gehört das Boucherot-Glied direkt an den Lautsprecher gelötet. Einfach weil das Boucherot-Glied abhängig von den Lautsprecher Parametern ist, nicht abhängig von den Verstärker Parametern.

Das RL-Verhalten kann besonders einem Verstärker mit Gegenkopplung Probleme machen. Durch die Induktivität am Ausgang des Verstärkers KANN eine Gegenkopplung zur Mitkopplung mutieren und für "häßliche" Töne aus dem Verstärker sorgen. Oft nur für bestimmte Frequenzen und Lautstärken, d.h. zwischendurch kommt Mitkopplungs-Gekreische aus dem Verstärker.

Das Boucherot-Glied wird berechnet nach R'=R, d.h. der Widerstand im RC-Glied ist so groß wie der Widerstand im RL-Glied, dem Lautsprecher. C'=L/R², die Kapazität wird aus Widerstand und Induktivität berechnet. Jensen liefert die Parameter für Berechnung des Boucherot-Glieds. Hier für die 8 Ohm Impedanz Varianten:

Im folgenden Schaltbild ist L1 der Lautsprecher, genau der Jensen MOD 8-20. Das Boucherot-Glied besteht aus C1 und R1. Ich habe die nächsten Normwerte benutzt.

Die Lautsprecher-Anschlüsse sind Speaker+ und Speaker-. Als Kondensator darf kein "normaler" oder bipolarer Elko benutzt werden. Am besten ist Folienkondensator wie MKP oder Vielschicht-Keramik Kondensator. Der Verstärker wird durch Spannungsquelle V1 simuliert.

Ist ein Boucherot-Glied nötig? Nach meinen Messungen braucht der 12" Jensen MOD 12-35 ein 6,8 Ohm/22 uF Boucherot-Glied, der kleinere 8-20 nicht. Paul Klipsch sagt im Artikel "Klipschorns Out of the Corner & into the limelight": "We placed an 8.2-ohm resistor in series with a 2 uF capacitor and strapped them across the plus and minus terminals of the mid/hi crossover networks".

Andere Autoren empfehlen das Boucherot-Glied nicht in der Lautsprecherbox sondern im Verstärker. Falls im Betrieb das Lautsprecherkabel abgezogen wird, dann soll das Boucherot-Glied noch etwas Last für den Ausgangsübertrager darstellen und Spitzenentladung verhindern.

Lautsprecherbox

Ein Lautsprecher "nackt" auf dem Arbeitstisch klingt bescheiden. Es gibt einen akustischen Kurzschluß zwischen der Vorderseite der Membrane und der Rückseite der Membrane. Die einfachste Lautsprecherbox ist somit eine unendlich große Wand mit einem Loch für den Lautsprecher um akustischen Kurzschluß zu verhindern. Leider ist unendlich große Wand schwer zu finden. Martin Lembke hat einen fundierten Artikel über Schallwand geschrieben. Er versteht die Kombination Verstärker und Schallwandler einmal als Energieübertragung, zweitens als Informationsübertragung. Zur Energieübertragung gehören Klirrfaktor und Frequenzgang. Zur Informationsübertragung gehört der Oberwellen-Trick: unser Gehirn kann aus den Oberwellen den Grundton "ableiten". Die Oberwellen können im Audiomaterial enthalten sein, oder können im Verstärker erzeugt werden um dem Schallwandler zu "helfen". Dies ist bestimmt Teil des "Röhrenklangs": die "richtigen" Oberwellen erzeugen.

Die zweite Lösung ist ein Kasten. Einige Boxenbauer orientieren sich an Musikinstrumenten wie Geige, Kontrabass, akustische Gitarre usw. und sagen: "die Wände der Box schwingen mit". Andere Boxenbauer suchen den "absoluten" Klang und bauen die Box aus mindestens 18mm MDF Platten damit nur die Membrane schwingt und sonst nichts. Ich selbst bevorzuge "lebendige" Lautsprecherboxen, d.h. das Gehäuse ist ein Resonanzkörper. Man kann am Gehäuse die Baßtrommel mit der Hand fühlen.

Für einen ersten Test baue ich Lautsprecher in einen Schuhkarton oder in einen Umzugkarton. Natürlich ist dieses Testgehäuse nicht luftdicht. Und für den ersten Test benutze ich kein Dämmmaterial. Nun kann der Lautsprecher mich in dieser "worst case" Umgebung entweder erfreuen oder enttäuschen.

Der Lautsprecher sollte in Kopfhöhe sein. Entweder stellt man die Lautsprecherbox ins Regal, nutzt einen Boxenständer oder baut die Lautsprecherbox schlank und hoch. Meine Lautsprecherbox für den Jensen MOD 8-20 ist 135cm hoch, 26cm breit und 25cm tief. Das Volumen ist knapp 88 Liter. Die Mitte des Lautsprechers liegt 113cm über dem Boden. Der 8" Lautsprecher "braucht" keine 88 Liter Volumen. Die Lautsprecherbox kann auch mit Höhe 125cm, Breite 26cm, Tiefe 13cm und Volumen 42 Liter gebaut werden. Die Seitenwände der Box bestehen aus 4mm Pappel-Sperrholz. 4mm Kiefern-Sperrholz ist auch geeignet. In den Ecken sind 20mm auf 20mm Kiefernleisten eingeleimt. Holzschrauben halten die Teile zusammen bis der Leim fest ist. Boden und Deckel sind aus 13mm dickem Holz. Der Boden ist 36cm auf 36cm groß und gibt Standfestigkeit. Der Deckel ist 27cm auf 26cm um einen kleinen Überstand zu geben. Wenn der Lautsprecher "arbeitet", dann schwingt das dünne Pappelholz mit. Für mich ist das gut und richtig. Meine Lautsprecherbox ist groß und trotzdem leicht.

Bild links: Visaton R 10 S testweise in Schuhkarton gebaut
Bild mitte und rechts: Jensen MOD 8-20 in Pappel-Sperrholz Box

Die Lautsprecherbox läßt sich leicht auf Bassreflexbox umbauen. Für den Test habe ich Bücher benutzt:

Die Öffnung ist 17cm x 3cm bzw. 8 square inch. Im Buch "Loudspeakers" von G.A. Briggs (5. Auflage 1958) steht auf Seite 329 Information über die Größe der Bassreflex-Öffnung:

Ausgangsübertrager

Der Ausgangsübertrager ist - besonders bei SE Verstärkern - oft das teuerste Bauteil. Ich verwende den Hammond 125BSE. Günstiger ist der Tube-Town "TT-OT25BSE". Beide Übertrager sind für maximal 5 Watt Leistung ausgelegt. Der Ruhestrom durch die Übertrager und damit durch die Endröhre darf 45mA betragen. Diese Werte sind typisch für eine EL84. Die obere Grenzfrequenz ist beim 125BSE sogar im schlechtesten Fall bei einer Übersetzung von 10kOhm auf 8 Ohm kein Problem weil über 30kHz. Die untere Grenzfrequenz ist bei 2500 Ohm zu 8 Ohm deutlich besser als bei 5000 Ohm zu 8 Ohm.

Koppelkondensator

Für mich - und bestimmt für viele andere - ist das "Radiotron Designer's Handbook Third Edition" von 1941 eine Authorität für Röhrenschaltungen. Schon im Kapitel 1 auf Seite 4 gibt es eine Tabelle zum Thema Gitterwiderstand und Koppelkondensator. Für 250 Kiloohm wird 0,1uF als Kondensator genannt. Mein Verstärker hat aber nur 0,022uF oder 22nF. Warum? Die Fußnote im Radiotron erklärt: "On the basis of approximately 1dB loss per stage at 12.5 c/s". Weder mein Lautsprecher noch mein Ausgangsübertrager können 12,5 Hz liefern ...

Von Amp Books gibt es den Coupling Capacitor Calculator. Wir rechnen das RC Glied R4, C4 aus dem PL508 PCC88 Verstärker nach. Als "output impedance" nehmen wir den Innenwiderstand der PCC88. Mit mu=33, S=12.5 ma/V und Ri=mu/S ist 2.64 kOhm schnell ausgerechnet. Der Koppelkondensator hat 22nF oder 0.022 uF. Der Gitterwiderstand Rv ist 330 kOhm und bei einem Festwiderstand ist Volume setting 100%. Nach "recalculate" zeigt uns der Rechner einen Gain (Dämpfung) von -0.36 dB bei 82 Hz. Nach dem Spruch "ein dB ist kein dB" sind wir zufrieden.

Gleichrichterröhre

Ein historischer Röhrenverstärker hat einen Röhrengleichrichter. Einige Personen finden Röhrengleichrichter nötig für Röhrenklang. Das mag bei schlecht dimensionierten Netzteilen mit Röhrengleichrichter sogar korrekt sein. Der Hörer gewöhnt sich an den Spannungseinbruch des Netzteils, wenn die Endröhren Strom ziehen. Meiner Meinung nach sollte auch ein Netzteil mit Röhrengleichrichter niederohmig sein und bei Volllast noch fast die volle Speisespannung liefern.

Zu den hochohmigen Röhrengleichrichtern werden keine Snubber-Kondensatoren parallel geschaltet. Bei niederohmigen Halbleitergleichrichter sind Snubber-Kondensatoren nötig um Störsignale aus dem Netzteil zu verhindern. Auch ist die Brückenschaltung mit vier Halbleiterdioden viel häufiger als Brückenschaltung mit Röhrengleichrichter.

Sinnvolle Anforderungen

Der einfachste Sparposten ist Halbleiter-Gleichrichter statt Röhrengleichrichter. Eine Frequenzgang Anforderung von 100Hz bis 10kHz ist erreichbar mit günstigen Ausgangsübertrager, günstigem Lautsprecher und "großer" Lautsprecherbox. Eine Bassreflexbox sollte "good fidelity" von 60Hz bis 10kHz erreichen. Ein kleiner 4" Lautsprecher wie der Visaton R 10 S hat am unteren Ende Schwierigkeiten. Ein größerer 8" Lautsprecher wie der Jensen MOD 8-20 am oberen Ende. Die Definition der Grenzfrequenz hat ihre "Spezialitäten". Ein Detail ist die Referenzfrequenz und die Wellenform. Das ist üblicherweise 1kHz Sinuston. Wird dB für Spannungspegel benutzt, dann ist 6dB Abfall die halbe Lautstärke. Für dB Leistungspegel ist 3dB Abfall die halbe Lautstärke. Wird der Höreindruck benutzt, dann kann halbe Lautstärke auch 9dB Abfall Spannungspegel bedeuten. Oder 1dB Abfall als Grenzfrequenz definieren wie einige Highest Fidelity Anhänger es machen? Die Definition Grenzfrequenz bei 6dB Spannungspegel Abfall ist am Verstärker leicht zu messen. Beim Lautsprecher ist Leistungsmessung üblich. Neben den Grenzfrequenz Werten gibt es auch den Höreindruck. Der Höreindruck ist gut, wenn untere und obere Grenzfrequenz zusammen passen. Das Telefonnetz arbeitet mit Grenzfrequenzen 300Hz und 3400Hz, d.h. hohe untere Grenzfrequenz und niedrige obere Grenzfrequenz. Nach meiner Meinung passen die Werte 100Hz und 10kHz auch gut zusammen.

Zusammenfassung

Frihu schrieb November 2014: "Wenn Klang nicht klingt, wie klingt dann Klang? Also HiFi-mäßig. Und überhaupt: Darf HiFi überhaupt klingen? Wenn’s nicht klingen darf, was ist mit dem Klang? Andersrum: Wenn’s klingt habe ich Klang. Kling-Klang.
Verwirrend? Machen Sie sich nichts draus. Das ist normal. Willkommen im Club der Spinner, Verrückten und den permanent gespaltenen Persönlichkeiten."

Bei 0% Klirrfaktor (THD) ist die Sache einfach: ein solcher (Halbleiter-)Verstärker klingt neutral. Meine Theorie für guten Klang bei (Röhren-)Verstärker ist: streng monoton fallende Harmonische, d.h. die dritte Harmonische ist kleiner als die zweite, die vierte ist kleiner als die dritte usw. Meine Röhrenmodelle sind gut, aber nicht perfekt. Deshalb sage ich mit kleiner Unsicherheit: Bis zu einer Ausgangsleistung von ungefähr 2 Watt lassen sich, mit wenig Geld, Single Ended UND Gegentakt Verstärker mit streng monoton fallende Harmonische bauen. Die größte Erkenntnis meiner Simulationen ist die Wichtigkeit des Röhreninnenwiderstand Ri. Die 2A3, 300B und KT88 in Triode-Schaltung sind bekannte niederohmige Röhren. Die von mir benutzen PL508/EL508 und EL86/PL84 sind auch niederohmige Röhren. Bei niederohmigen Röhren und Trioden-Schaltung ist keine Gegenkopplung nötig. Der Feinschliff für streng monoton fallende Harmonische erfolgt in der Vor- und Treiberstufe. Die Röhre UND der Arbeitspunkt sind wichtig. Der Satz "Pentoden liefern k3, Trioden liefern k2" ist ein AUSGANGSPUNKT, aber nicht die ganze Geschichte.

Neben Trioden-Schaltung gibt Ultra-Linear Schaltung und QUAD Schaltung für Pentoden und Beam-Tetroden guten Klang. Für Lautstärke ist Pentoden Schaltung richtig. Siehe meine Seite Röhrenverstärker.

Verstärker, Lautsprecherbox und Raum sollen aufeinander abgestimmt werden. Der Raum bzw. der Aufstellungsort der Box ist wichtiger Teil des Höreindrucks. Tiefen- und Höheneinstellung mit "Kuhschwanz" (Baxandall) Einsteller oder Fender Tiefen/Mitten/Höhen Einsteller sind dann nicht nötig. Eventuell die 8 Ohm Box mit den 4 Ohm Anschluß des Verstärker verbinden für höheren Dämpfungsfaktor.

Mit Absicht gibt es auf dieser Seite nur Schaltungen mit RC-Kopplung, individuellen Kathodenwiderstand und keinen "fixed bias". Diese Schaltungsart ist robust gegen Bauteiletoleranzen und Bauteilealterung. Weiterhin ist die dadurch die Kopplung der Stufen minimal.

Die wichtigste Erfahrung aus 50 Jahren Elektronikbasteln ist: "mehr hilft mehr" ist falsch. Es gibt immer einen optimalen Wert für jedes Bauteil. Bei den vorgestellten Verstärkern ist 20% Abweichung vom angegebenen Wert wenig Problem und für Elkos auch typisch. Wichtig ist es die Spannungswerte für Kondensatoren und die Leistungswerte für Widerstände einzuhalten. Für Widerstände genügt 5% Toleranz.

Song Liste

Hier einige Stücke von YouTube um verschiedene Eigenschaften von Verstärker und Lautsprecherbox zu hören:

Der harte Plektrum-Anschlag in "No Roots" war schwierig für den PL508 PCC88 Verstärker bei voller Lautstärke und 2,5kOhm zu 8ohm Übertrager. Bei 5kOhm zu 8ohm klingt es besser. Ein gutes Beispiel für die Notwendigkeit von Lautsprecherdämpfung.

Der EL86 ECC81 PP Verstärker hat direkt nach Aufbau gut funktioniert. Beim Fleetwood Mac Stück "Tusk" hat der Verstärker bei voller Lautstärke "Knistergeräusche" bei Liedanfang und Einzug der Marching Band produziert. Ursache war gemeinsamer Kathodenwiderstand der Endröhren mit Elko. Manchmal ist ein Energiespeicher mehr Nachteil als Vorteil.

Später hat Lautsprecherbox bei EL86 ECC81 PP, "Tusk" und voller Lautstärke "gerappelt". Durch AÜ-Wicklung an Endröhre-Kathode (ähnlich QUAD Schaltung) ist dies verschwunden.

Anhang: Meine LTSpice Elektronenröhre Modelle

Das alte LTSpice Triode Modell habe ich 2014 entwickelt, dies ist die neue Version von 2024. Hilfreich waren die Informationen von Norman L. Koren. Aktueller ist die Arbeit von Adrian Immler von 2018. Gelobt werden auch die Modelle von Ayumi Nakabayashi. John Harper beschreibt die Röhren Formeln. Kern von jedem Triode Modell ist die Child-Langmuir Formel Ia=S*(Va/mu+Vg)**1.5. Dabei ist Ia=Anodenstrom, S=Steilheit in mA/V, Va=Anodenspannung, mu=Spannungsverstärkungsfaktor und Vg=Gitterspannung.
Kern meiner LTSpice Modelle sind vier Funktionen: f() enthält eine erweiterte Child-Langmuir Formel. Funktion Ia() vervollständigt f() zur Ia Formel mit der Stromverteilungsformel nach Franz Tank "Zur Kenntnis der Vorgänge in Elektronenröhren" von 1922, Ign() ist die Formel für negative Gitterspannung und Igp() für positive Gitterspannung. Der Übergang von negative auf positive Gitterspannung findet bei Spannung Vw statt. Bei dieser Spannung ist der Strom bei beiden Formeln Ign() und Igp() gleich.
In f() wird S*(Va/mu+Vg+Vc)**m anstelle von S*(Va/mu+Vg)**1.5 benutzt. Die Kontaktspannung Vc wurde von van der Bijl im Buch "The thermionic vacuum tube and its application" von 1920 beschrieben: "represents an intrinsic potential difference between the filament and the system constituted by the grid and plate". Terman schreibt im Buch "Electronic and Radio Engineering" von 1955: "a correction to take into account the contact potential existing between plate and cathode and also the effective velocity of emission of the electrons. Each of these corrections ordinarily amounts to less than 1 volt".
Van der Bijl schreibt 1920 über den Exponent 1.5: "This is the so-called 3/2-power equation first derived by Child ... The logarithmic plot of the characteristic is steepest at the lower voltages where the slope may be as high as 2,5. As the voltage increases the slope of the logarithmic plot decreases until finally it becomes less than unity when saturation is approached."
Meiner Meinung nach ist die Änderung des Exponenten keine gute Erweiterung der Child-Langmuir Formel. Nach etlichen Versuchen habe ich aus dem Ausdruck Va/mu den Audruck Va**q/mu gemacht mit q eine Konstante ungefähr 1,055. Aus S wurde S+dS*sqrt(uramp(-Vg)) mit dS eine  Konstante ungefähr 1.64e-3. Meine erweiterte van der Bijl Formel ist somit:
(S+dS*sqrt(uramp(-Vg)))*(Va**q/mu+Vg+Vc)**1.5.

Mein Röhrenmodell erzeugt zuerst für eine Gitterspannungs-Linie aus dem Datenblatt eine mathematische Näherungen (potenzielle Regression), meistens für Vg=0V. Dazu werden Va, Ia Werte aus dem Datenblatt gelesen und ins Spreadsheet eingetragen. Für eine zweite Gitterspannungs-Linie werden Va, Ia Paare ebenfalls ins Spreadsheet übertragen. Dann werden die passenden Werte von zuerst q und dann dS im Spreadsheet ermittelt. Dabei bestimmt q die Cutoff-Spannung, d.h. Va bei Ia=1uA und dS bestimmt die Steigung. Mit den Parametern können zwei Gitterspannungs-Linien in gute Deckung zwischen Simulation und Dartenblatt gebracht werden. Die Gitterspannungs-Linien dazwischen werden "gleichmäßig" verteilt. Das passt für Kerbgitter-Röhren besser als für Spanngitter-Röhren.

Über die Stromverteilung zwischen Anode und Schirmgitter bei Pentode und Beam Tetrode schreibt Spangenberg im Buch "Fundamentals of Electron Devices" von 1957: "No simple analytical form of this function is known ... when plate voltage is zero, all the space current goes to the screen and none to the plate. When the plate voltage equals the screen voltage, the ratio odf plate to screen current will be nearly equal to the ratio of area between screen-grid wires to the projected area of the wires. Beyond this the ratio of currents will increase slowly with the ratio of voltages."

Typisch für meine Morphing-Formeln ist, daß zwei Linien gute Übereinstimmung haben. Für E88CC sind dies Vg=0V und Vg=-6V. Die anderen Linien haben Abweichungen. Der Subcircuit:

Zusammenfassung Elektronenröhre Modelle

Die van der Bijl Formel von 1920 und die Tank Formel von 1922 sind im Jahr 2024 immer noch der Kern meiner Elektronenröhre Modelle. Mich erstaunt das tiefe Verständnis der beiden Herren. 1922 war weder die Pentode noch die Beam Tetrode entwickelt! Meine neuen Parameter q und dS lassen sich gut und "rückwirkungsfrei" in die alten Formeln einbauen. Die Simulation erfolgt schnell und gut. Ich bin mit meinen Modellen zufrieden. Dank potenzielle Regression in LibreOffice Calc kann jeder aus Datenblatt oder Trace selbst Modelle bauen. Hier einige Rechenblätter:

ECC81Rechenblatt q3 Modell
E83CC Rechenblatt q3 Modell
E88CC Rechenblatt q3 Modell
PCC88 Rechenblatt q3 Modell
ECC99 Rechenblatt q3 Modell
E84L Rechenblatt q3 Modell
EL86 Rechenblatt q3 Modell
PL508 Rechenblatt q3 Modell
KT66 Rechenblatt q3 Modell